基于频率选择信道下空间调制系统的最优信道估计方法

1.本发明涉及基于频率选择信道下空间调制系统的最优信道估计方法，属于无线通信领域。


背景技术：

2.空间调制是一类新型多输入多输出技术，与传统多输入多输出技术相比，空间调制的主要特点在于虽然配置多个发射天线，但是只有一个射频链，因此空间调制系统无信道间干扰，且具有低的能量消耗和接收端检测复杂度。为了实现具有频率选择性信道的空间调制系统最优信道估计，无线通信技术对训练序列提出了新的要求。传统密集训练序列已不适用于空间调制系统，为解决这一问题，交叉z-互补序列的概念被提出。
3.golay互补序列对由于具有良好的自相关性和低峰均功率比而得到了广泛的关注和应用。相比于传统的golay互补序列对，互相关z-互补序列对同时考虑了序列之间的自相关特性和互相关特性，可以完全消除零相关区内的干扰，实现频率选择性信道下的空间调制系统最优信道估计。但遗憾的是，只存在偶数长度的互相关z-互补序列对。因此，为了得到参数更加灵活的序列对，学者们进一步将序列的数量扩大到4条，提出了互相关z-互补序列集的概念。相对于互相关z-互补序列对的长度只存在于偶数长度，序列长度为奇数和偶数的互相关z-互补序列集都存在。而且互相关z-互补序列集具有更大的零相关区，当作为频率选择信道下的空间调制优化训练矩阵时，可以消除更多的干扰，具有更好的信道估计性能。因此，为实现最优信道估计，期望构造可以达到理论界的互相关z-互补序列集，即最优互相关z-互补序列集。


技术实现要素：

4.本发明为解决上述技术问题，提供基于频率选择信道下空间调制系统的最优信道估计方法，通过设计频率选择信道下的空间调制系统优化训练矩阵，构造新的最优互相关z-互补序列集(对)，能够实现最优信道估计，消除更多的干扰。
5.为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：
6.基于频率选择信道下空间调制系统的最优信道估计方法，所述方法包括以下步骤：
7.步骤1：构造新的最优训练序列(2n1n2,n1n2)-czcp和(n1n2,n1n2)-czcs；
8.步骤2：通过构造的训练序列得到新的训练矩阵和
9.步骤3：假设基于训练序列的单载波通用mimo传输结构的发射天线数为n
t
，接收天线数为nr，该系统处于延迟扩展为λ的频率选择信道下，则第n(1≤n≤n
t
)个发射天线到接收机的信道脉冲响应为hn＝[h
n,0
,h
n,1
,...,h
n,λ
]
τ
；第n个发射天线上传输的训练序列为xn＝[x
n,0
,x
n,1
,...,x
n,l-1
]，其中l为训练序列的长度；将n
t
个发射天线上的多径信号表示为矩阵的形式，
[0010]
步骤4：将n
t
个发射天线上的多径信号x发射出去，其中系统传输模型为y＝xh+w，其中w＝[w0,w1,...,w
l-1
]
τ
表示均值为0，方差为的复高斯白噪声，y＝[y0,y1,...,y
l-1
]
τ
为接收天线接收到的接收信号；
[0011]
步骤5：应用最小二乘信道估计(无偏)，得到估计的信道状态信息
[0012]
步骤6：若训练矩阵和所选取的训练序列的零相关区长度z≥λ时，则和用于空间调制系统信道估计时可以实现最小mse，
[0013][0014]
此时称达到了最优信道估计。
[0015]
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤1的具体构造方法如下：
[0016]
步骤1-1：
[0017]
设(a,b)是长为n1的golay互补序列对，(c,d)是长为n2的golay互补序列对，通过以下构造
[0018][0019]
可得参数为(2n1n2,n1n2)-czcp最优互相关z-互补序列对，记作(e,f)；
[0020]
步骤1-2：
[0021]
设(a,b)是长为n1的golay互补序列对，(c,d)是长为n2的golay互补序列对，通过以下构造
[0022][0023]
可得参数为(n1n2,n1n2)-czcs的最优互相关z-互补序列集，记作c＝{c0,c1,c2,c3}；
[0024]
其中，a||b表示序列a和序列b的水平级联；a
*
表示序列a的共轭；表示序列a的取反；a和b分别表示长为n1和n2的两个序列，表示kronecker积，那么长为n1n2；n1n2具有2
α
10
β
26
γ
(α,β,γ)≥0或2
α+μ3β5γ
11
η
13
ζ
(α,β,γ,η,ζ,μ≥0,β+γ+η+ζ≤α+2μ+1,μ≤γ+ζ)形式。
[0025]
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤2中新的训练矩阵通过如下步骤构造：
[0026]
步骤2-1：设计基于(n,z)-czcp的训练矩阵如下所示：
[0027][0028]
其中a和b为步骤2-1所得到czcp的子序列，“0”表示长度为n且元素皆为0的向量，“n
t”表示发射天线数量，l＝2n
t
n；
[0029]
步骤2-2：
[0030]
设计基于(4,n,z)-czcs的训练矩阵如下所示：
[0031][0032]
其中c0、c1、c2和c3为步骤2-2所得到czcs的子序列，“0”表示长度为n且元素皆为0的向量，“n
t”表示发射天线数量，l＝4n
t
n。
[0033]
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤3中第n个发射天线上传输的训练序列xn＝[x
n,0
,x
n,1
,...,x
n,l-1
]具有相等的能量e，且
[0034]
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤3中多径信号xn(1≤n≤n
t
)具有如下形式：
[0035][0036]
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤4中h具有如下形式：
[0037][0038]
本发明技术方案的进一步改进在于：所述第n个发射天线上传输的训练序列xn＝[x
n,0
,x
n,1
,...,x
n,l-1
]为新得到的训练矩阵和中的训练序列。
[0039]
由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：
[0040]
(1)本发明所提训练序列的构造可以同时得到二进制与四进制的最优互相关z-互补序列集(对)，这使得训练矩阵的设计更加灵活，提高了信道估计的适用范围。
[0041]
(2)本发明所提训练序列的构造与现有构造方法相比具有新的序列长度形式，这
不仅丰富了现有的训练序列构造方式，而且还为训练矩阵的设计提供了更多的训练序列选择。
[0042]
(3)本发明得到的互相关z-互补序列集(对)是最优的，即零相关区宽度z达到了理论最大值，用于设计频率选择信道下空间调制系统的优化训练矩阵时，可以消除更多的干扰，从而保障了信道估计的性能。
附图说明
[0043]
图1是本发明的实施流程图；
[0044]
图2是实施例中(e,f)自相关函数计算结果分布情况的仿真图；
[0045]
图3是实施例中(e,f)互相关函数计算结果分布情况的仿真图；
[0046]
图4是实施例中c＝{c0,c1,c2,c3}自相关函数计算结果分布情况的仿真图；
[0047]
图5是实施例中c＝{c0,c1,c2,c3}互相关函数计算结果分布情况的仿真图。
具体实施方式
[0048]
下面结合实施例对本发明做进一步详细说明：
[0049]
本发明提出了一种基于频率选择信道下空间调制系统的最优信道估计方法，通过选取不同长度的二进制golay互补序列对与四进制golay互补序列对作为基础序列，结合图灵法得到长度为n1n2的golay互补序列对。基于上述生成的golay互补序列对，通过特殊的级联方式分别可得长度为2n1n2的最优互相关z-互补序列对和长度为n1n2的最优互相关z-互补序列集。对于长度为2n1n2的最优互相关z-互补序列对(e,f)，当1≤τ≤2n1n
2-1时，其自相关函数和ρe(τ)+ρf(τ)＝0。当n1n2≤τ≤2n1n
2-1时，其互相关函数和ρ
e,f
(τ)+ρ
f,e
(τ)＝0。对于长度为n1n2的最优互相关z-互补序列集c＝{c0,c1,c2,c3}，当1≤τ≤n1n
2-1时，其自相关函数和当0≤τ≤n1n
2-1时，其互相关函数和因此，本发明提出的构造方法得到的序列集参数可以达到理论界，适用于设计频率选择信道下的空间调制系统优化训练矩阵，进而可以实现最优信道估计。
[0050]
如图1所示为本发明的实施流程图，具体实施方式如下：
[0051]
步骤1：
[0052]
取(a,b)是长度为n1＝2的二进制golay互补序列对，a＝(1-1)，b＝(11)。令(c,d)是长度为n2＝3的四进制golay互补序列对，c＝(1 j 1)，d＝(j j
ꢀ‑
j)。通过本发明的构造
[0053][0054]
可得参数为(12,6)-czcp最优互相关z-互补序列对，记作(e,f)。
[0055]
由非周期互相关函数定义可得(e,f)的非周期自相关函数和为(e,f)的非周期互相关函数和为图2-3给出了(e,f)相关函数计算结果分布情
况的仿真图，由图可以看出(e,f)的零相关区宽度达到了理论上界，是长度为12的最优互相关z-互补序列对。
[0056]
取(a,b)是长度为n1＝8的二进制golay互补序列对，a＝(111-111-11)，b＝(111-1-1-11-1)。令(c,d)是长度为n2＝2的二进制golay互补序列对，c＝(1-1)，d＝(11)。通过本发明的构造
[0057][0058]
可得参数为(4,16,16)-czcs的最优互相关z-互补序列集，记作c＝{c0,c1,c2,c3}。由相关函数计算公式可得，c＝{c0,c1,c2,c3}的非周期自相关函数和为c＝{c0,c1,c2,c3}的非周期互相关函数和为图4-5给出了c＝{c0,c1,c2,c3}相关函数计算结果分布情况的仿真图，由图可以看出c＝{c0,c1,c2,c3}的零相关区宽度达到了理论上界，是长度为16的最优互相关z-互补序列集。
[0059]
步骤2：
[0060]
将步骤1所生成的最优互相关z-互补序列集(对)带入训练矩阵的构造框架，则训练矩阵ω和λ分别为
[0061][0062][0063]
步骤3：
[0064]
对步骤2所得训练矩阵ω和λ中的训练序列xn＝[x
n,0
,x
n,1
,...,x
n,l-1
]通过n
t
个发射天线进行发射。n
t
个发射天线上的多径信号表示为矩阵的形式，其中多径信号xn(1≤n≤n
t
)具有如下形式：
[0065][0066]
步骤4：
[0067]
多径信号x经过延迟扩展为λ的频率选择信道，其中第n个发射天线到接收机的信道脉冲响应为hn＝[h
n,0
,h
n,1
,...,h
n,λ
]
τ
。系统传输模型为y＝xh+w，其中w＝[w0,w1,...,w
l-1
]
τ
表示均值为0，方差为的复高斯白噪声。其中h具有如下形式：
[0068][0069]
y＝[y0,y1,...,y
l-1
]
τ
为接收天线接收到的接收信号。
[0070]
步骤5：
[0071]
应用最小二乘信道估计(无偏)，得到估计的信道状态信息
[0072]
与现有训练序列构造方法相比，本发明提出的新型最优互相关z-互补序列集(对)构造方法同时包含现有的2类最优互相关z-互补序列集(对)的长度，且未有与之相同的构造。通过本发明所提训练序列的构造可以同时得到二进制与四进制的最优互相关z-互补序列集(对)，这使得训练矩阵的设计更加灵活，提高了信道估计的适用范围。
[0073]
本发明所提训练序列的构造与现有构造方法相比具有新的序列长度形式，这不仅丰富了现有的训练序列构造方式，而且还为训练矩阵的设计提供了更多的训练序列选择。例如，与现有构造方法相比，本发明所提训练序列的构造方法可以生成更多相同长度的训练序列。其中，长度为40的最优互相关z-互补序列对，现有方法只能通过长度为20的gcp得到，但是本发明所提训练序列的构造方法还可以使用两个长度分别为2和10的gcp得到。这使得训练矩阵的数目大大增加，进而使得信道估计拥有更多的训练矩阵加以选择。
[0074]
本发明得到的互相关z-互补序列集(对)是最优的，即零相关区宽度z达到了理论最大值，用于设计频率选择信道下空间调制系统的优化训练矩阵时，可以消除更多的干扰，从而保障了信道估计的性能。相对于golay互补序列对，互相关z-互补序列集同时考虑了序列的自相关与互相关特性，因此该类方法值得推广。
[0075]
以上所述，仅为本发明具体实施方法的基本方案，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的人员在本发明公开的技术范围内，可想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。所有落入权利要求的等同的含义和范围内的变化都将包括在权利要求的范围之内。

技术特征：
1.基于频率选择信道下空间调制系统的最优信道估计方法，其特征在于：所述方法包括以下步骤：步骤1：构造新的最优训练序列(2n1n2,n1n2)-czcp和(n1n2,n1n2)-czcs；步骤2：通过构造的训练序列得到新的训练矩阵和步骤3：假设基于训练序列的单载波通用mimo传输结构的发射天线数为n
t
，接收天线数为n
r
，该系统处于延迟扩展为λ的频率选择信道下，则第n(1≤n≤n
t
)个发射天线到接收机的信道脉冲响应为h
n
＝[h
n,0
,h
n,1
,...,h
n,λ
]
τ
；第n个发射天线上传输的训练序列为x
n
＝[x
n,0
,x
n,1
,...,x
n,l-1
]，其中l为训练序列的长度；将n
t
个发射天线上的多径信号表示为矩阵的形式，步骤4：将n
t
个发射天线上的多径信号x发射出去，其中系统传输模型为y＝xh+w，其中w＝[w0,w1,...,w
l-1
]
τ
表示均值为0，方差为的复高斯白噪声，y＝[y0,y1,...,y
l-1
]
τ
为接收天线接收到的接收信号；步骤5：应用最小二乘信道估计(无偏)，得到估计的信道状态信息步骤6：若训练矩阵和所选取的训练序列的零相关区长度z≥λ时，则和用于空间调制系统信道估计时可以实现最小mse，此时称达到了最优信道估计。2.根据权利要求1所述的基于频率选择信道下空间调制系统的最优信道估计方法，其特征在于：所述步骤1的具体构造方法如下：步骤1-1：设(a,b)是长为n1的golay互补序列对，(c,d)是长为n2的golay互补序列对，通过以下构造可得参数为(2n1n2,n1n2)-czcp最优互相关z-互补序列对，记作(e,f)；步骤1-2：设(a,b)是长为n1的golay互补序列对，(c,d)是长为n2的golay互补序列对，通过以下构造
可得参数为(n1n2,n1n2)-czcs的最优互相关z-互补序列集，记作c＝{c0,c1,c2,c3}；其中，a||b表示序列a和序列b的水平级联；a
*
表示序列a的共轭；表示序列a的取反；a和b分别表示长为n1和n2的两个序列，表示kronecker积，那么长为n1n2；n1n2具有2
α
10
β
26
γ
(α,β,γ)≥0或2
α+μ3β5γ
11
η
13
ζ
(α,β,γ,η,ζ,μ≥0,β+γ+η+ζ≤α+2μ+1,μ≤γ+ζ)形式。3.根据权利要求1所述的基于频率选择信道下空间调制系统的最优信道估计方法，其特征在于：所述步骤2中新的训练矩阵通过如下步骤构造：步骤2-1：设计基于(n,z)-czcp的训练矩阵如下所示：其中a和b为步骤2-1所得到czcp的子序列，“0”表示长度为n且元素皆为0的向量，“n
t”表示发射天线数量，l＝2n
t
n；步骤2-2：设计基于(4,n,z)-czcs的训练矩阵如下所示：其中c0、c1、c2和c3为步骤2-2所得到czcs的子序列，“0”表示长度为n且元素皆为0的向量，“n
t”表示发射天线数量，l＝4n
t
n。4.根据权利要求1所述的基于频率选择信道下空间调制系统的最优信道估计方法，其特征在于：所述步骤3中第n个发射天线上传输的训练序列x
n
＝[x
n,0
,x
n,1
,...,x
n,l-1
]具有相等的能量e，且5.根据权利要求1所述的基于频率选择信道下空间调制系统的最优信道估计方法，其特征在于：所述步骤3中多径信号x
n
(1≤n≤n
t
)具有如下形式：
6.根据权利要求1所述的基于频率选择信道下空间调制系统的最优信道估计方法，其特征在于：所述步骤4中h具有如下形式：7.根据权利要求1所述的基于频率选择信道下空间调制系统的最优信道估计方法，其特征在于：所述第n个发射天线上传输的训练序列x
n
＝[x
n,0
,x
n,1
,...,x
n,l-1
]为新得到的训练矩阵和中的训练序列。

技术总结
本发明公开了一种基于频率选择信道下空间调制系统的最优信道估计方法，属于无线通信中信道估计技术领域，所述的方法步骤如下：首先构造了新的最优互相关Z-互补序列集(对)，然后得到新的训练矩阵。在频率选择信道上进行传输，依据接收端得到的接收信号，利用最小二乘法获得信道估计信息。本发明通过设计频率选择信道下空间调制系统的优化训练矩阵，进而实现最优信道估计，消除更多的干扰。消除更多的干扰。消除更多的干扰。


技术研发人员：陈晓玉 孙连峰 郑璐怡 王成瑞 张杰坤 刘凡
受保护的技术使用者：燕山大学
技术研发日：2023.05.31
技术公布日：2023/9/5