一种在多径严重的散射信道下的频偏估计与纠正方法

1.本发明属于通信测控技术领域，具体涉及一种在多径严重的散射信道下的频偏估计与纠正方法。


背景技术：

2.由于散射通信单跳跨距远、抗毁、抗扰和抗截获能力强，具有跨越山丘、海湾、沙漠等复杂地形进行全天候可靠通信等特点，因此在军事通信一直受到高度重视。散射通信已经成为现代军用通信的重要手段。在现代电子战的通信对抗领域中，由于其良好的低截获、抗多径、抗远近效应且易于同步等的优点，扩频通信技术扮演着极其重要的角色。扩频通信通过扩展信号的带宽换取信噪比上的好处，使信息可以在很低的信噪比下进行传输，从而降低了信息被截获的可能性，是一种重要的低截获概率技术。目前，扩频通信一般用于卫星、军事领域，由于移动台和基站的相对高速运动会造成多普勒频率偏移，会使接收端相干解调后的基带信号中仍存在具有该频偏的信号，从而造成接收端的误码。散射信道为典型的多径衰落信道，频率选择性衰落严重，传统频偏估计方法不能满足多径条件下的频偏估计需求。因此解决飞行器在低信噪比的散射多径衰落信道移动中频偏估计误差大是一个十分重要的问题。
3.频偏估计一般分为时域频偏估计方法和频域估计方法，其中频域估计方法基于dft，可通过fft实现，fft的最大谱线位置对应待估计信号频率。时域估计方法是在数据帧前加入两端相同长度的cazac序列，在接收端，将该两端相同序列进行延迟互相关，从而获取估计的频偏值。通常可通过通信需求来决定采用哪种估计方法。
4.但是，现有技术存以下问题及缺陷：
5.(1)现有的频偏算法仅在个位数多径下的信道进行频偏估计，在散射信道多径较多的情况下，频偏估计值并不准确，与实际值相差较大。
6.(2)频域估计算法中fft存在栅栏效应，其频域分辨率为采样频率与fft点数之比，只有当待估计频率是频域分辨率的整数倍时，估计才会准确。其次现有的pmt-fft算法仅能针对大频偏进行估计，且估计值也不是十分准确。
7.(3)现有频偏估计方法中，传统方法不能在更低的信噪比下可靠得完成频偏估计与纠正。


技术实现要素：

8.为了解决相关技术中存在的上述问题，本发明提供了一种在多径严重的散射信道下的频偏估计与纠正方法。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：
9.本发明提供一种在多径严重的散射信道下的频偏估计与纠正方法，包括：
10.接收经过多径信道的数据帧；
11.采用本地cazac序列与所述数据帧中包含的cazac序列和导频序列分别进行互相关，得到所述多径信道中每条路径的第一信道估计值和第二信道估计值
12.基于所述第一信道估计值分别确定所述每条路径的权值；
13.根据预设频偏范围以预设频偏间隔进行扫频，得到多个不同扫频频偏；
14.基于所述权值、所述第一信道估计值，从所述多个不同扫频频偏中筛选出一个扫频频偏，并采用选出的扫频频偏对所述数据帧中包含的数据进行频偏纠正，得到粗频偏纠正后的数据；
15.根据所述第二信道估计值，对所述粗频偏纠正后的数据继续进行频偏纠正，得到纠正后的数据。
16.在一些实施例中，所述数据帧包括：两个cazac序列、两个导频序列和数据；所述采用本地cazac序列与所述数据帧中包含的cazac序列和导频序列分别进行互相关，得到所述多径信道中每条路径的第一信道估计值和第二信道估计值，包括：
17.采用两个本地cazac序列与所述两个cazac序列对应进行互相关，得到所述多径信道中每条路径的第一信道估计值；
18.采用所述两个本地cazac序列与所述两个导频序列对应进行互相关，得到所述多径信道中每条路径的第二信道估计值。
19.在一些实施例中，所述第一信道估计值包括第一子信道估计值和第二子信道估计值；每条路径的权值的表达式为：其中，k＝0,
…
,n-1，n为路径的总数量，c1(k)为第k条路径的第一子信道估计值，c2(k)为第k条路径的第二子信道估计值，|
·
|表示绝对值，∑为求和符号。
20.在一些实施例中，每条路径的第一信道估计值包括：第一子信道估计值和第二子信道估计值；所述基于所述权值、所述第一信道估计值，从所述多个不同扫频频偏中筛选出一个扫频频偏，包括：
21.计算每个扫频频偏对应的角频率，得到与所述多个不同扫频频偏一一对应的多个不同角频率；
22.根据每条路径的第一子信道估计值和第二子信道估计值，计算每个角频率下每条路径的修正后的第一子信道估计值和修正后的第二子信道估计值；
23.计算每个角频率下的所述修正后的第一子信道估计值和所述修正后的第二子信道估计值之间的差值的绝对值的累积，得到每个角频率对应的累积差；
24.根据每个角频率对应的累积差和每条路径的权值，计算每个角频率对应的量化后的累积差；
25.将最小的量化后的累积差对应的角频率所对应的扫频频偏，作为筛选出的扫频频偏。
26.在一些实施例中，每个角频率对应的量化后的累积差的表达式为：
[0027][0028]
其中，ji为第i个角频率对应的量化后的累积差，i,＝0,
…
,i-1，i为所述多个不同角频率的总数量，k＝0,
…
,n-1，n为路径的总数量，wk为第k条路径的权值，c'1k为第k条路径
的修正后的第一子信道估计值，c'2k为第k条路径的修正后的第二子信道估计值。
[0029]
在一些实施例中，所述第二信道估计值包括：第三子信道估计值和第四子信道估计值；所述根据所述第二信道估计值，对所述粗频偏纠正后的数据继续进行频偏纠正，得到纠正后的数据，包括：
[0030]
计算所述多径信道中预设路径的第二信道估计值所包括的所述第三子信道估计值和所述第四子信道估计值之间的平均值；
[0031]
将所述平均值的共轭与所述粗频偏纠正后的数据相乘，得到所述纠正后的数据。
[0032]
在一些实施例中，每条路径的第一子信道估计值的表达式为：
[0033][0034]
每条路径的第二子信道估计值的表达式为：
[0035][0036]
其中，k＝0,
…
,n-1，n为路径的总数量，n＝0,
…
,l,l+1,
…
,2l-1，2l为所述本地cazac序列的总长度，p(n)为所述本地cazac序列，p
*
(n)为所述本地cazac序列的共轭序列，fd为待估计的频偏，ω为fd对应的角频率，且ω＝2πfd。
[0037]
在一些实施例中，每个扫频频偏下每条路径的修正后的第一子信道估计值的表达式为：
[0038][0039]
每个扫频频偏下每条路径的修正后的第二子信道估计值的表达式为：
[0040][0041]
其中，k＝0,
…
,n-1，n为所述路径的总数量，n＝0,
…
,l,l+1,
…
,2l-1，2l为所述本地cazac序列的总长度，ωi为第i个角频率，i＝0,
…
,i-1，i为所述多个不同角频率的总数量。
[0042]
本发明具有如下有益技术效果：
[0043]
通过采用本地cazac序列与接收到的数据帧中的cazac序列与导频序列分别进行互相关，得到多径信道的每条路径的第一信道估计值和第二信道估计值，根据第一信道估计值分别确定每条路径的权值，并根据第一信道估计值和权值从多个已知的不同扫频频偏中粗估计出频偏后，采用粗估计出的频偏对数据帧中的数据进行粗频偏纠正，最后，根据多径信道的特定路径的第二信道估计值对经过粗频偏纠正后的数据再进行精细纠正，从而得到最终纠正后的数据；如此，可以结合最大似然估计算法和多径加权合并技术进行接收信号的频偏估计，能够更为精准地在多径严重的散射信道和低信噪比下将接收信号进行频偏估计，从而能够在更多的多径，更低信噪比下可靠地进行频偏估计。
[0044]
以下将结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明。
附图说明
[0045]
图1为本发明实施例提供的在多径严重的散射信道下的频偏估计与纠正方法的一个流程图；
[0046]
图2为本发明实施例提供的示例性的导频-数据-导频的数据帧结构；
[0047]
图3a为本发明实施例提供的示例性的发送端发送的pqsk符号的示意图；
[0048]
图3b为本发明实施例提供的示例性的接收端接收到的带有15hz频偏的信号的示意图；
[0049]
图3c为本发明实施例提供的示例性的经过频偏纠正后的信号的示意图；
[0050]
图4为本发明实施例提供的示例性的不同频偏下的基于ml的扫频方法的mse曲线；
[0051]
图5为本发明实施例提供的示例性的频偏为35hz时，基于ml的扫频方法和延迟自相关方法的mse对比曲线；
[0052]
图6为本发明实施例提供的示例性的频偏为5hz时，基于ml的扫频方法和延迟自相关方法的mse对比曲线
[0053]
图7为本发明实施例提供的示例性的频偏为-35hz时，基于ml的扫频方法和延迟自相关方法的mse对比曲线。
具体实施方式
[0054]
下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
[0055]
在本发明的描述中，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
[0056]
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例进行接合和组合。
[0057]
尽管在此结合各实施例对本发明进行了描述，然而，在实施所要求保护的本发明过程中，本领域技术人员通过查看所述附图、公开内容、以及所附权利要求书，可理解并实现所述公开实施例的其他变化。在权利要求中，“包括”(comprising)一词不排除其他组成部分或步骤，“一”或“一个”不排除多个的情况。单个处理器或其他单元可以实现权利要求中列举的若干项功能。相互不同的从属权利要求中记载了某些措施，但这并不表示这些措施不能组合起来产生良好的效果。
[0058]
针对现有算法由于在多径严重的散射信道中，由于多径衰落造成传统频偏估计不准的问题，本发明通过提供的频偏估计与纠正方法，在多径严重的散射信道下相对于传统算法能更可靠完成频偏估计；同时，引入加权系数进行多径合并，相对于传统频偏估计算法能够在更低信噪比下完成频偏估计。
[0059]
图1是本发明实施例提供的在多径严重的散射信道下的频偏估计与纠正方法的一个流程图，如图1所示，所述方法包括以下步骤：
[0060]
s101、接收经过多径信道的数据帧。
[0061]
这里，多径信道(散射信道)的信道冲击响应可以表示为h(n')，n'＝0,
…
,n-1，n为散射信道的多径中路径的总数量。
[0062]
这里，数据帧中包括两个cazac序列、两个导频序列和数据，其中，两个导频序列和数据的结构如图2所示。
[0063]
这里，接收到的数据帧可以表示为：n＝0,
…
,l,l+1,
…
,2l-1，2l为发送端发送的cazac序列的总长度，ω为频偏fd对应的角频率，且ω＝2πfd。
[0064]
s102、采用本地cazac序列、本地导频序列与数据帧中包含的cazac序列和导频序列分别进行互相关，得到多径信道中每条路径的第一信道估计值和第二信道估计值。
[0065]
这里，可以采用两个本地cazac序列与两个cazac序列对应进行互相关，得到多径信道中每条路径的第一信道估计值；以及采用两个本地导频序列与两个导频序列对应进行互相关，得到多径信道中每条路径的第二信道估计值。
[0066]
这里，本地导频序列由本地cazac序列构成。
[0067]
这里，本地cazac序列可以表示为p(n)，n＝0,
…
,l,l+1,
…
,2l-1，2l为本地cazac序列的总长度。具体的，本地cazac序列包括：长度相同的第一本地cazac序列和第二本地cazac序列，对应的，每条路径的第一信道估计值包括：第一子信道估计值c1(k)和第二子信道估计值c2(k)。本地导频序列包括：长度相同的第一本地导频序列和第二本地导频序列，对应的，每条路径的第二信道估计值包括：第三子信道估计值r1(k)和第四子信道估计值r2(k)。
[0068]
具体的，可以采用第一本地cazac序列与数据帧中的一个cazac序列进行互相关，得到接收信道的多径中每条路径的第一子信道估计值；采用第二本地cazac序列与数据帧中的另一个cazac序列进行互相关，得到每条路径的第二子信道估计值。
[0069]
示例性的，每条路径的第一子信道估计值c1(k)的计算公式为：
[0070][0071]
其中，p1(n)为第一本地cazac序列，p
1*
(n)为p1(n)的共轭序列。
[0072]
示例性的，每条路径的第二子信道估计值c2(k)的计算公式为：
[0073][0073]
其中，k＝0,
…
,n-1，n为路径的总数量，n＝0,
…
,l,l+1,
…
,2l-1，2l为本地cazac序列的总长度，p2(n)为第二本地cazac序列，p
2*
(n)为p2(n)的共轭序列，fd为待估计的频偏，ω为fd对应的角频率，且ω＝2πfd。
[0074]
这里，c1(k)原本的表达式为：c2(k)原本的表达式为：由于cazac序列的特性，c1
(k)和c2(k)原本的表达式中的第二项相较于第一项可以忽略，因而，可以得到c1(k)的上述表达式和c2(k)的上述表达式。
[0075]
具体的，可以采用第一本地导频序列与数据帧中的一个导频序列进行互相关，得到接收信道的多径中每条路径的第三子信道估计值；采用第二本地导频序列与数据帧中的另一个导频序列进行互相关，得到每条路径的第四子信道估计值。
[0076]
示例性的，每条路径的第三子信道估计值r1(k)的计算公式为：
[0077][0078]
其中，q1(n)为第一本地导频序列，q
1*
(n)为q1(n)的共轭序列。
[0079]
示例性的，每条路径的第四子信道估计值r2(k)的计算公式为：
[0080][0081]
其中，q2(n)为第二本地导频序列，q
2*
(n)为q2(n)的共轭序列。
[0082]
s103、基于第一信道估计值分别确定每条路径的权值。
[0083]
具体的，每条路径的权值的表达式为：|
·
|表示绝对值，∑为求和符号。
[0084]
s104、根据预设频偏范围以预设频偏间隔进行扫频，得到多个不同扫频频偏。
[0085]
这里，预设频偏范围可以根据实际需要任意设定，并且，预设频偏间隔也可以根据实际需要设定，本发明实施例对此不作限定。
[0086]
示例性的，可以得到i个不同的扫频频偏。
[0087]
s105、基于权值、第一信道估计值，从多个不同扫频频偏中筛选出一个扫频频偏，并采用选出的扫频频偏对数据帧中包含的数据进行频偏纠正，得到粗频偏纠正后的数据。
[0088]
这里，可以计算每个扫频频偏对应的角频率，得到与i个不同扫频频偏一一对应的i个不同角频率；之后，根据每条路径k的第一子信道估计值c1(k)和第二子信道估计值c2(k)，计算每个角频率下每条路径的修正后的第一子信道估计值c'1(k)和修正后的第二子信道估计值c'2(k)；之后，计算每个角频率ωi下的修正后的第一子信道估计值c'1(k)和修正后的第二子信道估计值c'2(k)之间的差值的绝对值的累积，得到每个角频率对应的累积差ji；根据每个角频率对应的累积差ji和每条路径的权值wk，计算每个角频率对应的量化后的累积差；将最小的量化后的累积差对应的角频率所对应的扫频频偏，作为选出的扫频频偏。
[0089]
示例性的，每个角频率ωi对应的量化后的累积差的表达式为：c'1k为第k条路径的修正后的第一子信道估计值，c'2k为第k条路径的修正后的第二子信道估计值。
[0090]
s106、根据第二信道估计值，对粗频偏纠正后的数据继续进行频偏纠正，得到纠正后的数据。
[0091]
这里，可以计算多径信道中预设路径(例如，k＝0对应的路径)的第二信道估计值所包括的第三子信道估计值r1(0)和第四子信道估计值r2(0)之间的平均值将平均值的共轭r
*
(0)与粗频偏纠正后的数据相乘，得到纠正后的数据。
[0092]
示例性的，纠正后的数据的表达式为：s'(n)＝s(n)
×r*
(0)；其中，s(n)为粗频偏纠正后的数据，s'(n)为纠正后的数据。
[0093]
本发明克服了传统算法在多径严重的散射信道以及低信噪比下无法可靠进行频偏估计的问题，结合最大似然估计算法和多径加权合并技术构成了一个基于ml的时域频偏估计算法，能够更为精准得在多径严重的散射信道和低信噪比下将接收信号进行频偏估计，从而能够在更多的多径，更低信噪比下可靠地进行频偏估计。
[0094]
以下通过仿真实验数据，对本发明提供的方法所能达到的技术效果进行进一步说明。
[0095]
本章节使用matlab作为仿真平台对基于ml的时域频偏估计方法(即本发明提供的频偏估计与纠正方法)进行仿真分析。分类算法主要采用延迟自相关法、fft频域估计法和基于ml的时域频偏估计方法三种。仿真实验中，500khz带宽，信噪比为-24db～-10db，发送信号为qpsk符号，帧长为54ms，信道为包含120条多径的实际采集的散射信道，频偏值为
±
35hz，
±
30hz，
±
15hz，
±
5hz，频偏估计序列两段长度为9200，即每段长度为4600。数据帧结构为导频-数据-导频结构，数据量比例为1:6:1。频偏估计时扫频间隔为2hz。仿真次数为3000次。
[0096]
图3a为发送端发送的pqsk符号；图3b为接收端接收到的带有15hz频偏的信号；图3c为经过频偏纠正后的信号。
[0097]
图4为不同频偏下的基于ml的扫频方法的mse曲线，其中，扫描频偏为
±
35hz，
±
30hz，
±
15hz，
±
5hz。从图4可以看出在信噪比为-24db时，频偏在-30hz～30hz内时，mse值小于100，即粗频偏估计误差在10hz以内。对于30hz以上的频偏，mse的值在信噪比为-23db时能降至100，此时粗频偏估计误差在10hz以内。
[0098]
图5为频偏为35hz时，基于ml的扫频方法和延迟自相关方法的mse对比曲线。图6为频偏为5hz时，基于ml的扫频方法和延迟自相关方法的mse对比曲线。图7为频偏为-35hz时，基于ml的扫频方法和延迟自相关方法的mse对比曲线。从上述三个曲线图可以看出，对于延迟自相关算法和基于ml的扫频算法，当频偏越小时，该算法对于频偏的估计越准确。在多径严重的散射信道中，基于ml的扫频算法相较于延迟自相关算法，性能提升约8db。
[0099]
根据上述仿真所得结论为，在多径严重的散射信道中，相比于传统的延迟自相关算法，基于ml的时域扫频算法性能提升约为8db，即能在更低的信噪比时，获得更为准确的频偏估计值。
[0100]
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

技术特征：
1.一种在多径严重的散射信道下的频偏估计与纠正方法，其特征在于，包括：接收经过多径信道的数据帧；采用本地cazac序列、本地导频序列与所述数据帧中包含的cazac序列和导频序列分别进行互相关，得到所述多径信道中每条路径的第一信道估计值和第二信道估计值；基于所述第一信道估计值分别确定所述每条路径的权值；根据预设频偏范围以预设频偏间隔进行扫频，得到多个不同扫频频偏；基于所述权值、所述第一信道估计值，从所述多个不同扫频频偏中筛选出一个扫频频偏，并采用选出的扫频频偏对所述数据帧中包含的数据进行频偏纠正，得到粗频偏纠正后的数据；根据所述第二信道估计值，对所述粗频偏纠正后的数据继续进行频偏纠正，得到纠正后的数据。2.根据权利要求1所述的在多径严重的散射信道下的频偏估计与纠正方法，其特征在于，所述数据帧包括：两个cazac序列、两个导频序列和数据；所述采用本地cazac序列、本地导频序列与所述数据帧中包含的cazac序列和导频序列分别进行互相关，得到所述多径信道中每条路径的第一信道估计值和第二信道估计值，包括：采用两个本地cazac序列与所述两个cazac序列对应进行互相关，得到所述多径信道中每条路径的第一信道估计值；采用两个本地导频序列与所述两个导频序列对应进行互相关，得到所述多径信道中每条路径的第二信道估计值。3.根据权利要求1所述的在多径严重的散射信道下的频偏估计与纠正方法，其特征在于，所述第一信道估计值包括第一子信道估计值和第二子信道估计值；每条路径的权值的表达式为：其中，k＝0,
…
,n-1，n为路径的总数量，c1(k)为第k条路径的第一子信道估计值，c2(k)为第k条路径的第二子信道估计值，|
·
|表示绝对值，∑为求和符号。4.根据权利要求2所述的在多径严重的散射信道下的频偏估计与纠正方法，其特征在于，每条路径的第一信道估计值包括：第一子信道估计值和第二子信道估计值；所述基于所述权值、所述第一信道估计值，从所述多个不同扫频频偏中筛选出一个扫频频偏，包括：计算每个扫频频偏对应的角频率，得到与所述多个不同扫频频偏一一对应的多个不同角频率；根据每条路径的第一子信道估计值和第二子信道估计值，计算每个角频率下每条路径的修正后的第一子信道估计值和修正后的第二子信道估计值；计算每个角频率下的所述修正后的第一子信道估计值和所述修正后的第二子信道估计值之间的差值的绝对值的累积，得到每个角频率对应的累积差；根据每个角频率对应的累积差和每条路径的权值，计算每个角频率对应的量化后的累积差；将最小的量化后的累积差对应的角频率所对应的扫频频偏，作为筛选出的扫频频偏。
5.根据权利要求4所述的在多径严重的散射信道下的频偏估计与纠正方法，其特征在于，每个角频率对应的量化后的累积差的表达式为：其中，j
i
为第i个角频率对应的量化后的累积差，i,＝0,
…
,i-1，i为所述多个不同角频率的总数量，k＝0,
…
,n-1，n为路径的总数量，w
k
为第k条路径的权值，c'1
k
为第k条路径的修正后的第一子信道估计值，c'2
k
为第k条路径的修正后的第二子信道估计值。6.根据权利要求1所述的在多径严重的散射信道下的频偏估计与纠正方法，其特征在于，所述第二信道估计值包括：第三子信道估计值和第四子信道估计值；所述根据所述第二信道估计值，对所述粗频偏纠正后的数据继续进行频偏纠正，得到纠正后的数据，包括：计算所述多径信道中预设路径的第二信道估计值所包括的所述第三子信道估计值和所述第四子信道估计值之间的平均值；将所述平均值的共轭与所述粗频偏纠正后的数据相乘，得到所述纠正后的数据。7.根据权利要求3所述的在多径严重的散射信道下的频偏估计与纠正方法，其特征在于，所述本地cazac序列包括：第一本地cazac序列和第二本地cazac序列；每条路径的第一子信道估计值的表达式为：每条路径的第二子信道估计值的表达式为：其中，k＝0,
…
,n-1，n为路径的总数量，n＝0,
…
,l,l+1,
…
,2l-1，2l为所述本地cazac序列的总长度，p1(n)为所述第一本地cazac序列，p
1*
(n)为p1(n)的共轭序列，p2(n)为所述第二本地cazac序列，p
2*
(n)为p2(n)的共轭序列，f
d
为待估计的频偏，ω为f
d
对应的角频率，且ω＝2πf
d
。8.根据权利要求4所述的在多径严重的散射信道下的频偏估计与纠正方法，其特征在于，每个扫频频偏下每条路径的修正后的第一子信道估计值的表达式为：每个扫频频偏下每条路径的修正后的第二子信道估计值的表达式为：其中，k＝0,
…
,n-1，n为所述路径的总数量，n＝0,
…
,l,l+1,
…
,2l-1，2l为所述本地cazac序列的总长度，ω
i
为第i个角频率，i＝0,
…
,i-1，i为所述多个不同角频率的总数量。

技术总结
本发明公开了一种在多径严重的散射信道下的频偏估计与纠正方法，包括：接收经过多径信道的数据帧；采用本地CAZAC序列、本地导频序列与数据帧中的CAZAC序列和导频序列分别进行互相关，得到多径信道中每条路径的第一信道估计值和第二信道估计值；基于第一信道估计值分别确定每条路径的权值；根据预设频偏范围以预设频偏间隔进行扫频，得到多个不同扫频频偏；基于权值、第一信道估计值，从多个不同扫频频偏中筛选出一个扫频频偏，并采用选出的扫频频偏对数据帧中包含的数据进行频偏纠正，得到粗频偏纠正后的数据；根据第二信道估计值，对粗频偏纠正后的数据继续进行频偏纠正，得到纠正后的数据。本发明能够在更多的多径，更低信噪比下可靠地进行频偏估计。比下可靠地进行频偏估计。比下可靠地进行频偏估计。


技术研发人员：任光亮 于少东
受保护的技术使用者：西安电子科技大学
技术研发日：2023.04.20
技术公布日：2023/9/7