控制方法及控制器与流程

1.本发明涉及自动控制技术领域，特别涉及一种控制方法及控制器。


背景技术：

2.在电动汽车中，dc/dc直流转换器的主要作用是将高压动力电池电压转换成12v左右的低电压，在车辆行驶过程中为整车电子用电设备提供所需的功率。另一方面，整车高压用电设备通常并联了比较大的电容，高压动力电池对整车高压用电设备供电时会同时为这些大电容充电，在闭合高压电池继电器前如果不加以措施限制会产生非常大的浪涌电流，容易对相关零部件造成损坏。dc/dc直流转换器提供了另一个重要作用，即闭合高压电池继电器前，通过低压蓄电池反向传输功率，为高压用电设备两端的大电容充电至高压电池电压，以此来消除浪涌电流。
3.当然，dc/dc直流转换器在其他的机械、电气领域也有着重要的应用。
4.双向有源箝位反激变换器由于其器件数量少，拓扑结构对称，增益范围宽等优点，是作为车载直流转换器拓扑的优选方案。从高压到低压的功率转换过程中，高压侧开关管零电压开通，低压侧开关管零电流关断，有助于实现高效率功率变换。但是在前述低压到高压的反向功率转换过程中，低压侧开关管承受的关断电流会在开关管漏源极产生电压尖峰，随着反向转换功率提升，产生的电压尖峰容易击穿开关管。因此在设计阶段，一方面需要选用较高耐压等级的开关管，但是对于金属氧化物场效应管(mosfet)来说，其耐压等级越高导通电阻越大，不利于直流转换器效率的提升，另一方面需要限制反向充电功率来降低开关管的关断电流，但这样会使反向预充所需的时间变长，降低了用户端体验度。
5.为了能在选用较低耐压开关管的前提下提高反向充电功率，降低低压侧开关管的关断电流是最有效的途径。但是现有技术中并没有如何实现上述技术目标的具体方案。


技术实现要素：

6.本发明的目的在于提供一种控制方法及控制器，以解决现有技术中缺乏有效方案实现双向有源箝位反激变换器的自适应零电流关断的技术问题。
7.为了解决上述技术方案，本发明提供了一种控制方法，应用于双向有源箝位反激变换器拓扑，所述双向有源箝位反激变换器拓扑包括高压侧电容、高压侧主开关管、高压侧箝位开关管、高压侧箝位电容、低压侧电容、低压侧主开关管，低压侧箝位开关管，低压侧箝位电容、变压器、变压器漏感以及变压器励磁电感。
8.所述控制方法输出第一信号以控制所述高压侧主开关管，输出第二信号以控制所述高压侧箝位开关管，输出第三信号以控制所述低压侧主开关管和第四信号以控制所述低压侧箝位开关管。
9.在一个周期内，所述第四信号的导通时段为所述第三信号的关断时段或者在所述第三信号的关断时段之内；所述第一信号与所述第三信号同时导通，所述第一信号关断时，所述第二信号导通，所述第二信号和所述第三信号同时关断。
10.可选的，所述控制方法包括：获取低压侧电流指令值；以及，基于所述低压侧电流指令值与低压侧电流的误差改变所述第三信号的占空比。
11.可选的，所述控制方法包括：测量特征电流信号；基于所述特征电流信号得到底部电流值；基于k-1时刻的所述底部电流值计算k时刻的底部电流指令值；以及，基于k时刻的所述底部电流指令值与k时刻的所述底部电流值的误差改变k时刻的所述第一信号的关断时机。
12.可选的，所述特征电流信号为所述高压侧主开关管的电流，所述高压侧箝位开关管的电流或者高压侧变压器原边电流。
13.可选的，所述特征电流信号为所述高压侧主开关管的电流，所述基于k-1时刻的所述底部电流值计算k时刻的底部电流指令值的步骤包括：基于如下公式计算：
[0014][0015]
其中，i
bot_ref[k]
表示k时刻的底部电流指令值，t
lap[k-1]
表示k-1时刻的所述第一信号的导通时长，u
hv
表示高压侧电压，u
lv
表示低压侧电压，lr表示所述变压器漏感，lm表示所述变压器励磁漏感，d表示所述第三信号的占空比，n表示所述变压器的线圈匝比，ts表示一个周期的时长，i
bot[k-1]
表示k-1时刻的所述底部电流值。
[0016]
可选的，所述基于所述特征电流信号得到底部电流值的步骤包括：以所述第二信号的关断沿作为采样触发参考，采样所述特征电流信号得到所述底部电流值。
[0017]
可选的，所述基于所述特征电流信号得到底部电流值的步骤包括：在所述第二信号的关断沿的基础上延迟预设时长，采样所述特征电流信号得到所述底部电流值，所述预设时长在100～200ns之间。
[0018]
为了解决上述技术问题，本发明还提供了一种控制器，应用于双向有源箝位反激变换器拓扑，所述双向有源箝位反激变换器拓扑包括高压侧电容、高压侧主开关管、高压侧箝位开关管、高压侧箝位电容、低压侧电容、低压侧主开关管，低压侧箝位开关管，低压侧箝位电容、变压器、变压器漏感以及变压器励磁电感。所述控制器用于执行上述的控制方法。
[0019]
可选的，所述控制器包括用于获取特征电流信号的第一输入端口，用于获取采样触发信号的第二输入端口，用于获取高压侧电压的第三输入端口，用于获取低压侧电压的第四输入端口，用于获取低压侧电流指令值的第五输入端口，用于获取低压侧电流的第六输入端口，用于输出所述第一信号的第一输出端口，用于输出所述第二信号的第二输出端口，用于输出所述第三信号的第三输出端口和用于输出所述第四信号的第四输出端口。
[0020]
可选的，所述控制器还包括采样保持模块、计算模块、补偿系数模块、低通滤波模块、第一控制单元、第二控制单元、第一饱和模块、第二饱和模块和pwm驱动模块。
[0021]
其中，所述第一输入端口与所述采样保持模块的采样端口连接，所述第二输入端口与所述采样保持模块的控制端口连接；所述采样触发信号基于所述第二信号的关断沿作为采样触发参考生成；所述采样模块的输出端保持上一次采集到的信号，直至获取到一个所述采样触发信号后进行重新采样。
[0022]
所述计算模块用于基于k-1时刻的信息计算k时刻的顶部电流预期值；所述计算模块的输入端分别与所述采样保持模块、所述第三输入端口、所述第四输入端口、所述第二饱
和模块的输出端和所述第一饱和模块的输出端连接。
[0023]
所述补偿系数模块用于将k时刻的顶部电流预期值乘以一个补偿系数以得到k时刻的底部电流指令值。
[0024]
所述第一饱和模块的输入端和所述第一控制单元的输出端连接，所述第一控制单元用于比较所述采样保持模块和所述补偿系数模块的差值，并配合所述第一饱和模块输出k时刻的所述第一信号的导通时长。
[0025]
所述第六输入端口与所述低通滤波模块的输入端连接。
[0026]
所述第二饱和模块的输入端和所述第二控制单元的输出端连接，所述第二控制单元用于比较所述第五输入端口和所述低通滤波模块的差值，并配合所述第二饱和模块输出所述第三信号的占空比。
[0027]
所述pwm驱动模块的输出端被配置为所述第一输出端口、所述第二输出端口、所述第三输出端口和所述第四输出端口；所述pwm驱动模块用于基于所述第一饱和模块和所述第二饱和模块的输出信号计算并生成所述第一信号、所述第二信号、所述第三信号和所述第四信号。
[0028]
与现有技术相比，本发明提供的一种控制方法及控制器中，所述控制方法输出第一信号至第四信号以控制双向有源箝位反激变换器拓扑中相关的开关管。在一个周期内，所述第四信号的导通时段为所述第三信号的关断时段或者在所述第三信号的关断时段之内；所述第一信号与所述第三信号同时导通，所述第一信号关断时，所述第二信号导通，所述第二信号和所述第三信号同时关断。通过上述逻辑，开关管能够按照预设逻辑执行动作，从而改变漏感电流的最小值，使得低压侧主开关管能够在零电流状态下关断，解决现有技术中缺乏有效方案实现双向有源箝位反激变换器的自适应零电流关断的技术问题，从而兼顾了dc/dc转换器的高效率和低成本，提升了用户体验。
附图说明
[0029]
本领域的普通技术人员将会理解，提供的附图用于更好地理解本发明，而不对本发明的范围构成任何限定。其中：
[0030]
图1是本发明一实施例的控制器和双向有源箝位反激变换器拓扑的连接示意图；
[0031]
图2是本发明一实施例的控制方法的流程示意图；
[0032]
图3是本发明一实施例的关键信号的波形示意图一；
[0033]
图4是本发明一实施例的关键信号的波形示意图二；
[0034]
图5是本发明一实施例的关键信号的波形示意图三；
[0035]
图6是本发明一实施例的控制器的内部结构示意图；
[0036]
图7是本发明一实施例的控制方法工作时的实际波形图。
[0037]
附图中：
[0038]
1-控制器；2-双向有源箝位反激变换器拓扑；
[0039]
11-第一输入端口；12-第二输入端口；13-第三输入端口；14-第四输入端口；15-第五输入端口；16-第六输入端口；21-第一输出端口；22-第二输出端口；23-第三输出端口；24-第四输出端口；
[0040]
31-采样保持模块；32-计算模块；33-补偿系数模块；34-低通滤波模块；35-第一控
制单元；36-第二控制单元；37-第一饱和模块；38-第二饱和模块；39-pwm驱动模块。
具体实施方式
[0041]
为使本发明的目的、优点和特征更加清楚，以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且未按比例绘制，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。此外，附图所展示的结构往往是实际结构的一部分。特别的，各附图需要展示的侧重点不同，有时会采用不同的比例。
[0042]
如在本发明中所使用的，单数形式“一”、“一个”以及“该”包括复数对象，术语“或”通常是以包括“和/或”的含义而进行使用的，术语“若干”通常是以包括“至少一个”的含义而进行使用的，术语“至少两个”通常是以包括“两个或两个以上”的含义而进行使用的，此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”、“第三”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者至少两个该特征，“一端”与“另一端”以及“近端”与“远端”通常是指相对应的两部分，其不仅包括端点，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系。此外，如在本发明中所使用的，一元件设置于另一元件，通常仅表示两元件之间存在连接、耦合、配合或传动关系，且两元件之间可以是直接的或通过中间元件间接的连接、耦合、配合或传动，而不能理解为指示或暗示两元件之间的空间位置关系，即一元件可以在另一元件的内部、外部、上方、下方或一侧等任意方位，除非内容另外明确指出外。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
[0043]
本发明的核心思想在于提供一种控制方法及控制器，以解决现有技术中缺乏有效方案实现双向有源箝位反激变换器的自适应零电流关断的技术问题。
[0044]
以下参考附图进行描述。
[0045]
本发明提供了一种控制方法，应用于双向有源箝位反激变换器拓扑。所述双向有源箝位反激变换器拓扑2的具体结构可以参考图1进行理解，包括高压侧电容c
hv
、高压侧主开关管ss1、高压侧箝位开关管ss2、高压侧箝位电容c
s_hv
、低压侧电容c
lv
、低压侧主开关管ss3，低压侧箝位开关管ss4，低压侧箝位电容c
s_lv
、变压器tx、变压器漏感lr以及变压器励磁电感lm。上述元件的具体连接方式可以参考图1进行理解。在本说明书中，“高压侧”和“高压电池侧”的含义相同，“低压侧”和“低压电池侧”的含义相同。“自适应零电流关断控制器”和“控制器”指代的对象相同。
[0046]
所述控制方法通过一控制器1实现，所述控制器1的具体结构在后文中进行介绍。
[0047]
本实施例提供了一种适用于双向有源箝位反激变换器的自适应零电流关断(zcs，zero current switch的缩写)控制方法，能够依据变换器的电气参数和输入输出状态，实时计算高低压侧主开关管的最优重叠导通时间，以实现低压侧开关管关断电流最小化。
[0048]
请参考图2，所述控制方法包括如下步骤：
[0049]
s10获取低压侧电流指令值i
lv_ref
。所述低压侧电流指令值i
lv_ref
由外部输入。
[0050]
s20基于所述低压侧电流指令值i
lv_ref
与低压侧电流i
lv
的误差改变第三信号s3的占空比d。
[0051]
s30测量特征电流信号；所述特征电流信号可以选择所述高压侧主开关管的电流i
hv
，所述高压侧箝位开关管的电流或者高压侧变压器原边电流。在本实施例，选择所述高压侧主开关管的电流i
hv
作为所述特征电流信号，基于其他两种电流信号的具体设置方案可以根据本说明书的思想进行理解和设置，也应当属于本发明技术方案的保护范围。
[0052]
s40基于所述特征电流信号得到底部电流值i
bot
。
[0053]
s50基于k-1时刻的所述底部电流值i
bot[k-1]
计算k时刻的底部电流指令值i
bot_ref[k]
。
[0054]
s60基于k时刻的所述底部电流指令值i
bot_ref[k]
与k时刻的所述底部电流值i
bot[k]
的误差改变k时刻的第一信号s1的关断时机。
[0055]
s70基于约束规则确定第一信号至第四信号s1～s4的完整波形。
[0056]
以及，s80输出第一信号至第四信号s1～s4。
[0057]
其中，所述第一信号s1用于控制所述高压侧主开关管ss1，第二信号s2用于控制所述高压侧箝位开关管ss2，所述第三信号s3用于控制所述低压侧主开关管ss3，所述第四信号s4用于控制所述低压侧箝位开关管ss4。
[0058]
所述约束规则如下：在一个周期内，所述第四信号s4的导通时段为所述第三信号s3的关断时段或者在所述第三信号s3的关断时段之内；所述第一信号s4与所述第三信号s3同时导通，所述第一信号s1关断时，所述第二信号s2导通，所述第二信号s2和所述第三信号s3同时关断。在本实施例中ss4与ss3采取互补导通方式，但在其他实施例中，只要ss4的导通时间处于主管ss3的关断期间，便能获得与互补导通相同的效果。
[0059]
上述约束规则的描述中，在一实施例中，导通可以理解为高电平，关断可以理解为低电平。但是对应于不同的双向有源箝位反激变换器，可能某些开关管在低电平下导通，此时对应的控制信号的波形应该反转，因此，用“导通”和“关断”代替“高电平”和“低电平”进行描述。
[0060]
在所述约束规则下，s1～s4的波形如图3所示。图中，t
lap
表示所述第一信号s1的导通时长。t0表示一个周期的起始时刻，t3表示一个周期的结束时刻，t1表示所述第一信号s1的关断时刻，也是所述第二信号s1的导通时刻，t2是所述第三信号s3的关断时刻，所述第四信号s4可以在t2时刻导通，也可以在t2时刻之后导通。t0至t3时刻的总时长为ts。
[0061]
请参考图3和图4，其中图4为图3的局部放大图。
[0062]
低压侧ss3的电流，即图中i
lv
，其值等于漏感电流i
lr
和励磁电感电流i
lm
之差再乘上变压器匝比：
[0063]ilv
＝n(i
lr-i
lm
)
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
[0064]
为了能使ss3实现zcs关断，就要求在ss3驱动关断时i
lr
尽量等于或者小于i
lm
，从图3和图4中可以看到实现这一点是靠s1和s3重叠导通的时间t
lap
来改变i
lr
的电流形状：即在t0～t1时间段内由于i
lr
被拉高，为了维持平均电流不变原则，t1～t2时间段内的i
lr
必须以负斜率下降，从而达到在t2时刻接近或小于i
lm
的目的。
[0065]
假定在t2时刻i
lv
恰好为0，即t2时刻i
lr
与i
lm
重合，图4进一步示出在一个开关周期t0～t3时间段内i
lr
和i
lm
在各个时间点的电流数量关系。
[0066]
在t0～t1时间段内，漏感lr被高压电池侧电压u
hv
和低压电池侧电压u
lv
箝位，i
lr
线性上升，在该时间段内其初始值为i0，结束值为i
top
：
[0067][0068]
在t1～t2时间段内，漏感lr和高压侧箝位电容c
s_hv
在低压电池侧电压u
lv
作用下串联谐振，其状态方程为：
[0069][0070]
该时间段内i
lr
初始值为i
top
，结束值为i
bot
，当电路工作达到稳态时，箝位电容c
s_hv
在t1时刻和t2时刻的电压值应相等，将这一条件代入上述状态方程，可以得到i
top
和i
bot
的关系：
[0071]itop
+i
bot
＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0072]
在t2～t3时间段内，漏感lr和励磁电感lm被高压电池侧电压u
hv
箝位作用，i
lr
和i
lm
同时线性上升，该时间段内i
lr
初始值为i
bot
，同样地，当电路工作达到稳态时，该时间段i
lr
结束值重新回到i0：
[0073][0074]
联立等式2和5，就可以用i
bot
和其他已知量来表示i
top
：
[0075][0076]
式中lr，lm和n为变换器固有参数，可以认为是常数，其他量则可以通过采样计算获得。
[0077]
等式4和等式6即为本技术所述自适应零电流关断控制方法的理论依据：采样得到i
bot
，并依据等式6计算得到i
top
的值，将计算得到的i
top
值取反后，作为下一次采样i
bot
的指令值，如等式7描述。
[0078][0079]
也就是说，在一实施例中，所述特征电流信号为所述高压侧主开关管的电流i
hv
，s50所述基于k-1时刻的所述底部电流值计算k时刻的底部电流指令值的步骤包括：基于如下公式计算：
[0080][0081]
其中，i
bot_ref[k]
表示k时刻的底部电流指令值，t
lap[k-1]
表示k-1时刻的所述第一信号的导通时长，u
hv
表示高压侧电压，u
lv
表示低压侧电压，lr表示所述变压器漏感，lm表示所述变压器励磁漏感，d表示所述第三信号的占空比，n表示所述变压器的线圈匝比，ts表示一个周期的时长，i
bot[k-1]
表示k-1时刻的所述底部电流值。
[0082]
具体地，s40所述基于所述特征电流信号得到底部电流值的步骤包括：以所述第二信号s2的关断沿作为采样触发参考，采样所述特征电流信号得到所述底部电流值。关断沿
一般可以按照下降沿理解，不排除特殊的实施例中为上升沿。以关断沿为参考，是指以关断沿为触发点，直接触发或者延迟一定时长后触发。图5中示出了所述底部电流值的采样时间。
[0083]
考虑到驱动发出到开关管实际动作有时间延迟，所述基于所述特征电流信号得到底部电流值的步骤包括：在所述第二信号的关断沿的基础上延迟预设时长，采样所述特征电流信号得到所述底部电流值，所述预设时长在100～200ns之间。
[0084]
依据等式6，需要已知i
bot
，u
hv
，u
lv
，占空比d和重叠导通时间t
lap
，其中i
bot
在本实施例中通过电流互感器采样高压侧主管电流i
hv
获得，低压侧主管的占空比d需要采样低压侧电流进行计算，因此，总共需要采样四个量u
hv
，u
lv
，i
hv
，i
lv
进行控制。
[0085]
请参考图6，本实施例还提供了一种控制器1，应用于双向有源箝位反激变换器拓扑2。所述控制器1用于执行上述的控制方法。图6所示的所述控制器1的内部结构中展示的各模块，可以是物理模块，也可以是控制框图模块。
[0086]
所述控制器1包括用于获取特征电流信号(在本实施例中为i
hv
)的第一输入端口11，用于获取采样触发信号的第二输入端口12，用于获取高压侧电压u
hv
的第三输入端口13，用于获取低压侧电压u
lv
的第四输入端口14，用于获取低压侧电流指令值i
lv_ref
的第五输入端口15，用于获取低压侧电流，i
lv
的第六输入端口16，用于输出所述第一信号s1的第一输出端口21，用于输出所述第二信号s2的第二输出端口22，用于输出所述第三信号s3的第三输出端口23和用于输出所述第四信号s4的第四输出端口24。
[0087]
具体地，所述控制器还包括采样保持模块31、计算模块32、补偿系数模块33、低通滤波模块34、第一控制单元35、第二控制单元36、第一饱和模块37、第二饱和模块38和pwm驱动模块39。
[0088]
其中，所述第一输入端口11与所述采样保持模块31的采样端口连接，所述第二输入端口12与所述采样保持模块31的控制端口连接；所述采样触发信号基于所述第二信号s2的关断沿作为采样触发参考生成。例如，当所述第二信号s2出现关断沿时，延迟100ns产生所述采样触发信号。所述采样触发信号由外部电路生成。所述采样模块31的输出端保持上一次采集到的信号，直至获取到一个所述采样触发信号后进行重新采样。所述采样模块31的输出信号即所述底部电流值i
bot
。
[0089]
所述计算模块32用于基于k-1时刻的信息计算k时刻的顶部电流预期值i
top[k]
；所述计算模块32的输入端分别与所述采样保持模块31、所述第三输入端口13、所述第四输入端口14、所述第二饱和模块38的输出端和所述第一饱和模块37的输出端连接。
[0090]
所述补偿系数模块33用于将k时刻的顶部电流预期值i
top[k]
乘以一个补偿系数以得到k时刻的底部电流指令值i
bot_ref[k]
。理想情况下的补偿系数应为-1，但考虑到采样转换误差，补偿系数的绝对值应当略大于1以保证可靠的zcs关断。
[0091]
所述第一饱和模块37和所述第二饱和模块38的执行逻辑相同，当输入端的信号在预设范围内时，它们输出输入的信号，当输入端的信号向上超出所述预设范围时，它们输出所述预设范围的上限，当输入端的信号向下超出所述预设范围时，它们输出所述预设范围的下限。
[0092]
所述第一饱和模块37的输入端和所述第一控制单元35的输出端连接，所述第一控制单元35用于比较所述采样保持模块31和所述补偿系数模块33的差值，并配合所述第一饱
和模块37输出k时刻的所述第一信号s1的导通时长t
lap
。
[0093]
所述第六输入端口16与所述低通滤波模块34的输入端连接。
[0094]
所述第二饱和模块38的输入端和所述第二控制单元36的输出端连接，所述第二控制单元36用于比较所述第五输入端口15和所述低通滤波模块34的差值，并配合所述第二饱和模块38输出所述第三信号s1的占空比d。
[0095]
所述pwm驱动模块的输出端被配置为所述第一输出端口21、所述第二输出端口22、所述第三输出端口23和所述第四输出端口24；所述pwm驱动模块用于基于所述第一饱和模块37和所述第二饱和模块38的输出信号计算并生成所述第一信号s1、所述第二信号s2、所述第三信号s3和所述第四信号s4。
[0096]
图7示出了在一实施例中所述控制方法的执行结果，即应用双向有源箝位反激变换器进行反向功率传递过程中，几个不同阶段下的电流波形。从图7可以看到随着高压电池侧电压u
hv
的充电上升，在自适应零电流关断控制方法下，t
lap
能够实时调整，并保证在低压主管ss3关断时i
lr
始终小于或等于i
lm
，从而实现ss3的自适应zcs关断。图7中以小图的方式展示了特定时间段内i
lm
和i
lr
的曲线的放大图。
[0097]
本实施例所提出的自适应零电流关断控制方法，能够有效降低直流转换器在反向功率转换过程中低压侧开关管的关断电流和电压应力，从而可以选用较低耐压的开关管实现更高的效率。同时有助于提高反向传输功率，从而降低反向预充电时间，提升用户体验度。所述自适应方法能够依据变换器的电气参数和输入输出状态，实时计算高低压侧主开关管的最优重叠导通时间，避免了手动标定重叠导通时间带来的重复工作量，并且可以解决因样机硬件参数不同引起的样品性能散差问题，有助于批产实现。
[0098]
综上所述，本实施例提供了一种控制方法及控制器。其中，所述控制方法输出第一信号至第四信号以控制双向有源箝位反激变换器拓扑中相关的开关管。在一个周期内，所述第四信号的导通时段为所述第三信号的关断时段或者在所述第三信号的关断时段之内；所述第一信号与所述第三信号同时导通，所述第一信号关断时，所述第二信号导通，所述第二信号和所述第三信号同时关断。通过上述逻辑，开关管能够按照预设逻辑执行动作，从而改变漏感电流的最小值，使得低压侧主开关管能够在零电流状态下关断，解决现有技术中缺乏有效方案实现双向有源箝位反激变换器的自适应零电流关断的技术问题，从而兼顾了dc/dc转换器的高效率和低成本，提升了用户体验。
[0099]
上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

技术特征：
1.一种控制方法，应用于双向有源箝位反激变换器拓扑，所述双向有源箝位反激变换器拓扑包括高压侧电容、高压侧主开关管、高压侧箝位开关管、高压侧箝位电容、低压侧电容、低压侧主开关管，低压侧箝位开关管，低压侧箝位电容、变压器、变压器漏感以及变压器励磁电感，其特征在于，所述控制方法输出第一信号以控制所述高压侧主开关管，输出第二信号以控制所述高压侧箝位开关管，输出第三信号以控制所述低压侧主开关管和第四信号以控制所述低压侧箝位开关管；其中，在一个周期内，所述第四信号的导通时段为所述第三信号的关断时段或者在所述第三信号的关断时段之内；所述第一信号与所述第三信号同时导通，所述第一信号关断时，所述第二信号导通，所述第二信号和所述第三信号同时关断。2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：获取低压侧电流指令值；以及，基于所述低压侧电流指令值与低压侧电流的误差改变所述第三信号的占空比。3.根据权利要求1或者2所述的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：测量特征电流信号；基于所述特征电流信号得到底部电流值；基于k-1时刻的所述底部电流值计算k时刻的底部电流指令值；以及，基于k时刻的所述底部电流指令值与k时刻的所述底部电流值的误差改变k时刻的所述第一信号的关断时机。4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述特征电流信号为所述高压侧主开关管的电流，所述高压侧箝位开关管的电流或者高压侧变压器原边电流。5.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述特征电流信号为所述高压侧主开关管的电流，所述基于k-1时刻的所述底部电流值计算k时刻的底部电流指令值的步骤包括：基于如下公式计算：其中，i
bot_ref[k]
表示k时刻的底部电流指令值，t
lap[k-1]
表示k-1时刻的所述第一信号的导通时长，u
hv
表示高压侧电压，u
lv
表示低压侧电压，l
r
表示所述变压器漏感，l
m
表示所述变压器励磁漏感，d表示所述第三信号的占空比，n表示所述变压器的线圈匝比，t
s
表示一个周期的时长，i
bot[k-1]
表示k-1时刻的所述底部电流值。6.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述基于所述特征电流信号得到底部电流值的步骤包括：以所述第二信号的关断沿作为采样触发参考，采样所述特征电流信号得到所述底部电流值。7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述基于所述特征电流信号得到底部电流值的步骤包括：在所述第二信号的关断沿的基础上延迟预设时长，采样所述特征电流信号得到所述底部电流值，所述预设时长在100～200ns之间。8.一种控制器，应用于双向有源箝位反激变换器拓扑，所述双向有源箝位反激变换器
拓扑包括高压侧电容、高压侧主开关管、高压侧箝位开关管、高压侧箝位电容、低压侧电容、低压侧主开关管，低压侧箝位开关管，低压侧箝位电容、变压器、变压器漏感以及变压器励磁电感，其特征在于，所述控制器用于执行如权利要求1～7中任一项所述的控制方法。9.根据权利要求8所述的控制器，其特征在于，所述控制器包括用于获取特征电流信号的第一输入端口，用于获取采样触发信号的第二输入端口，用于获取高压侧电压的第三输入端口，用于获取低压侧电压的第四输入端口，用于获取低压侧电流指令值的第五输入端口，用于获取低压侧电流的第六输入端口，用于输出所述第一信号的第一输出端口，用于输出所述第二信号的第二输出端口，用于输出所述第三信号的第三输出端口和用于输出所述第四信号的第四输出端口。10.根据权利要求9所述的控制器，其特征在于，所述控制器还包括采样保持模块、计算模块、补偿系数模块、低通滤波模块、第一控制单元、第二控制单元、第一饱和模块、第二饱和模块和pwm驱动模块；其中，所述第一输入端口与所述采样保持模块的采样端口连接，所述第二输入端口与所述采样保持模块的控制端口连接；所述采样触发信号基于所述第二信号的关断沿作为采样触发参考生成；所述采样模块的输出端保持上一次采集到的信号，直至获取到一个所述采样触发信号后进行重新采样；所述计算模块用于基于k-1时刻的信息计算k时刻的顶部电流预期值；所述计算模块的输入端分别与所述采样保持模块、所述第三输入端口、所述第四输入端口、所述第二饱和模块的输出端和所述第一饱和模块的输出端连接；所述补偿系数模块用于将k时刻的顶部电流预期值乘以一个补偿系数以得到k时刻的底部电流指令值；所述第一饱和模块的输入端和所述第一控制单元的输出端连接，所述第一控制单元用于比较所述采样保持模块和所述补偿系数模块的差值，并配合所述第一饱和模块输出k时刻的所述第一信号的导通时长；所述第六输入端口与所述低通滤波模块的输入端连接；所述第二饱和模块的输入端和所述第二控制单元的输出端连接，所述第二控制单元用于比较所述第五输入端口和所述低通滤波模块的差值，并配合所述第二饱和模块输出所述第三信号的占空比；所述pwm驱动模块的输出端被配置为所述第一输出端口、所述第二输出端口、所述第三输出端口和所述第四输出端口；所述pwm驱动模块用于基于所述第一饱和模块和所述第二饱和模块的输出信号计算并生成所述第一信号、所述第二信号、所述第三信号和所述第四信号。

技术总结
本发明提供了一种控制方法及控制器。其中，所述控制方法输出第一信号至第四信号以控制双向有源箝位反激变换器拓扑中相关的开关管。在一个周期内，所述第四信号的导通时段为所述第三信号的关断时段或者在所述第三信号的关断时段之内；所述第一信号与所述第三信号同时导通，所述第一信号关断时，所述第二信号导通，所述第二信号和所述第三信号同时关断。通过上述逻辑，开关管能够按照预设逻辑执行动作，从而改变漏感电流的最小值，使得低压侧主开关管能够在零电流状态下关断，解决现有技术中缺乏有效方案实现双向有源箝位反激变换器的自适应零电流关断的技术问题，从而兼顾了DC/DC转换器的高效率和低成本，提升了用户体验。验。验。


技术研发人员：陈骏杰 毛泽伟 孟凡鹏 司响 卢林辉
受保护的技术使用者：联合汽车电子有限公司
技术研发日：2023.01.30
技术公布日：2023/7/11