一种开关电源及其音频噪声抑制方法与流程

1.本发明涉及电源设计领域，更具体地涉及一种开关电源及其音频噪声抑制方法。


背景技术：

2.开关电源变换器是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源变换器一般由脉冲宽度调制(pulse width modulation，简称pwm)控制电路、储能元件(例如电感)和开关管构成。移动终端中会用到大量的开关电源变换器，给其内部的各个模块如中央处理器(central processing unit，简称cpu)、客户识别模块(subscriber identification module，简称s1m)卡、射频功率放大器等，提供稳定电源。
3.开关电源变换器(以下简称开关电源)在负载电流比较大的时候，一般工作于连续导通模式(continuous conduction mode，简称ccm)，此时开关电源的开关频率比较高，通常为几百khz到几mhz。但是当负载电流比较小或者是没有负载电流的时候，为了降低损耗，提高效率，开关电源一般都会降低工作频率，进入非连续导通模式(discontinuousconduction mode，简称dcm)。在dcm下，一般负载电流越小，工作频率越低。当工作频率落入音频范围(20hz-20khz)，会产生音频噪声，此噪声影响客户体验的同时也对移动终端的通讯产生了干扰，是不可接受的。
4.图1和图2分别示出了现有技术的一种具有音频噪声抑制的开关电源的结构示意图和波形示意图。如图1所示，现有技术的开关电源100 包括比较器110和负电流控制电路120，比较器110用于检测开关频率是否进入接近音频的区间，负电流控制电路120用于在接近音频前通过延长放电时间以允许电感l的出现负电流，从而使用模拟的方法将负载小于一临界值后的开关频率锁定在某一高于音频的频率上。这种方案虽然效率高，但与外围器件和输入输出电压有很大的相关性，为了满足各种外围器件和电压范围的应用场景，需要的补偿较为复杂，从而硬件开销很大。同时，模拟电路中因为环路增益的存在，控制环路在放电结束时会在开关节点vsw产生一个过冲电压(如图2所示)，从而造成输出电压的抬升，产生电磁干扰，这对于某些应用，例如电池充电，是不可接受的。


技术实现要素：

5.有鉴于此，本发明的目的在于提供一种开关电源及其音频噪声抑制方法，解决了当开关电源处于轻负载下产生的音频噪声，而且不会造成能量的损失，效率更高。
6.根据本发明实施例的一方面，提供了一种开关电源的音频噪声抑制方法，所述开关电源包括主开关、同步开关和电感，所述主开关和同步开关受控导通或关断，以使所述开关电源在输出端提供输出电压，所述开关电源具有开关周期，所述开关周期包括对所述电感充电的充电周期和对所述输出端放电的放电周期，其中，所述音频噪声抑制方法包括：当所述开关电源工作于非连续导通模式时，在所述开关周期的充电周期开始计时；当所述计时达到阈值周期时，检测所述输出电压是否低于触发门限电压，若所述输出电压高于所述
触发门限电压，则将所述开关电源由非连续导通模式切换至超音频模式，并在下一开关周期开始前插入主动放电间隔以导通所述同步开关。
7.可选的，所述阈值周期用于指示所述开关电源的最低频率，且所述频率处于音频范围之上。
8.可选的，所述主动放电间隔为固定时长。
9.可选的，所述音频噪声抑制方法还包括：当所述开关电源由非连续导通模式切换至超音频模式时，同步减小所述阈值周期的时长以引入前馈。
10.可选的，所述音频噪声抑制方法还包括：根据所述开关电源的输入电压和输出电压获得所述超音频模式下的阈值周期相对于所述非连续导通模式下的阈值周期的减小量。
11.可选的，所述音频噪声抑制方法还包括：当所述开关电源工作于超音频模式时，获得所述输出电压低于所述触发门限电压的间隔时间，当所述间隔时间小于所述超音频模式下的阈值周期时，将所述开关电源由所述超音频模式切换至所述非连续导通模式。
12.根据本发明实施例的另一方面，提供了一种开关电源，包括：主开关、同步开关以及电感，所述主开关和同步开关受控导通或关断，以使所述开关电源在输出端提供输出电压；开关电源控制器，用于向所述主开关和所述同步开关提供开关控制信号，其中所述开关电源具有开关周期，所述开关周期包括对所述电感充电的充电周期和对所述输出端放电的放电周期；以及音频噪声抑制电路，配置为当所述开关电源工作于非连续导通模式时，在所述开关周期的充电周期开始计时，并在所述计时达到阈值周期时检测所述输出电压是否低于触发门限电压，其中，所述音频噪声抑制电路用于在所述输出电压高于所述触发门限电压时，向所述开关电源控制器提供模式切换信号，以将所述开关电源由非连续导通模式切换至超音频模式，所述开关电源控制器用于在下一开关周期开始前插入主动放电间隔以导通所述同步开关。
13.可选的，所述音频噪声抑制电路包括：比较器，配置为将所述输出电压与所述触发门限电压进行比较，并输出比较结果；计时电路，配置为在所述开关周期的充电周期开始计时，并在所述计时达到所述阈值周期时停止计时，产生计时信号；以及模式切换电路，配置为接收所述计时信号和所述比较结果，其中所述模式切换电路用于在接收到所述计时信号且所述比较结果表征所述输出电压高于所述触发门限电压时，向所述开关电源控制器提供所述模式切换信号。
14.可选的，所述阈值周期用于指示所述开关电源的最低频率，且所述频率处于音频范围之上。
15.可选的，所述主动放电间隔为固定时长。
16.可选的，所述计时电路配置为当所述开关电源由非连续导通模式切换至超音频模式时，同步减小所述阈值周期的时长以引入前馈。
17.可选的，所述计时电路包括：第一电流源，配置为向第一节点提供第一电流；第二电流源，配置为向所述第一节点提供第二电流；第一电容，其第一端与所述第一节点耦接，第二端接地；第一开关，跨接在所述第一电容的两端之间，具有耦合在所述第一节点和地之间的电流端子；第一比较器，其正输入端与所述第一节点耦接，负输入端用于接收一参考电压，输出端用于输出所述计时信号；以及单稳态触发器，用于基于所述比较结果控制所述第一开关的导通和关断，其中，所述第一电流源仅在所述开关电源处于超音频模式时启动，所
述第二电流源在所述开关电源处于两种模式时均启动。
18.可选的，所述第一电流的电流值与成正比，其中，vin为所述开关电源的输入电压，vout为所述开关电源的输出电压。
19.可选的，所述第一电流源包括：第一电阻，其第一端与所述输入电压耦接；二极管，其阳极与所述第一电阻的第二端耦接；第一运算放大器，其正输入端与所述第一电阻和所述二极管的中间节点耦接，负输入端与所述输出电压耦接，输出端与所述二极管的阴极耦接；第二电阻，其第一端与所述输出电压耦接；第一晶体管，其源极与所述第二电阻的第二端耦接，漏极与所述第一电流的输出端耦接；第二运算放大器，其正输入端与所述第二电阻和所述第一晶体管的中间节点耦接，负输入端与所述第一运算放大器的输出端耦接，输出端与所述第一晶体管的栅极耦接；第三电阻，其第一端接地；第二晶体管，其源极与所述第三电阻的第二端耦接，漏极与所述第一电流的输出端耦接；以及第三运算放大器，其正输入端与所述输出电压耦接，附属人端与所述第三电阻和所述第二晶体管的中间节点耦接，输出端与所述第二晶体管的栅极耦接。
20.可选的，所述开关电源还包括：分压电阻网络，用于获得所述输出电压的分压值；以及误差放大器，配置为将所述输出电压的分压值与基准电压进行误差放大，所述开关电源控制器根据所述误差放大器的输出控制驱动所述主开关和所述同步开关。
21.综上所述，本发明实施例的开关电源包括音频噪声抑制电路，音频噪声抑制电路用于在开关电源操作在dcm下时在每个开关周期的充电周期开始计时，并在计时达到指示开关电源最低频率的阈值周期时检测输出电压是否低于触发门限电压，若输出电压仍高于触发门限电压，则控制开关电源由dcm切换至超音频模式，以将开关频率限制在音频范围以上，从而解决了当开关电源处于轻负载下产生的音频噪声，而且不会造成能量的损失，效率更高。此外，本发明的开关电源与常规电路相比，仅需要增加一个对阈值周期进行计时的计时电路，无需对现有的开关电源进行过大的改动，工程成本低。
附图说明
22.通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚。
23.图1为现有技术的具有音频噪声抑制的开关电源100的结构示意图；
24.图2为图1所示的开关电源100在超音频轻载模式下的波形示意图；
25.图3为根据本发明实施例的开关电源200的结构示意图；
26.图4为根据本发明实施例的开关电源200在超音频模式下的时序示意图；
27.图5示出了图3中的计时电路212的一种电路示意图；
28.图6示出了图5中的电流源2121的一种电路示意图；
29.图7为具有包括本发明实施例的开关电源的计算系统的结构示意图。
具体实施方式
30.下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特
定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。
31.在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称“元件”“连接到”或“耦接”到另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
32.图3为根据本发明实施例的开关电源200的结构示意图，本实施例中以降压型开关电源为例进行说明，但是本发明的适用范围不仅限于降压型开关电源，也可适用于升压型开关电源、升降压型开关电源等。如图3所示，开关电源200包括主开关q1(又称高侧开关)和同步开关 q2(又称低侧开关)、电感l、分压电阻网络201、基准电压、误差放大器202、开关电源控制器203和输出电容cout。其中，主开关q1的第一端耦接至输入电压vin，第二端与同步开关q2的第一端耦接于开关节点sw，同步开关q2的第二端接地gnd，电感l的第一端与开关节点sw耦接，第二端与开关电源的输出电压vout耦接，分压电阻网络 201用于将输出电压vout分压后与基准电压进行误差放大并用于开关电源控制器203控制驱动主开关q1和同步开关q2。其中，主开关q1和同步开关q2可以为任何可控半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)、绝缘栅双极晶体管(igbt)等。
33.在本实施例中，开关电源控制器203以一般形式图示出，但可根据电压模式控制、电流模式控制、恒定导通时间(或恒定频率)等来实现该控制器，且该控制器可被配置为模拟控制器或数字控制器。
34.开关电源控制器203向主开关q1提供上管驱动信号hsg，并向同步开关q2提供下管驱动信号lsg。hsg和lsg信号在其他情况下被称为开关控制信号，用于分别控制电子开关q1和q2的激励。
35.所述开关电源200具有开关周期，所述开关周期包括对所述电感l 充电的充电周期和对输出端放电的放电周期。当负载较大时，所述开关电源200工作在连续导通模式(continuous conduction mode，简称ccm) 下。在每一个所述开关周期内，主开关q1和同步开关q2中的至少一个对于每个开关周期的整个部分均导通(忽略切换之间的死区时间以确保在任何给定时间仅有一个开关是导通的)，流经所述电感l的电流il 从不会为零，或者说所述电感l从不“复位”，意味着在所述开关周期内，所述电感的磁通从不回到零，所述同步开关q2关断时，流经所述电感l的电流il始终保持大于零。
36.当负载较小时，所述开关电源200工作在非连续导通模式 (discontinuous conduction mode，简称dcm)下。当所述开关电源200 工作在dcm下时，每一个所述开关周期的大小等于tl+t2。其中，tl定义了以下过程:在所述控制信号lsg和hsg的控制下，所述主开关q1 导通，所述同步开关q2关断，所述输入电压vin经由所述电感l形成对地通路，所述电
感l储能，流经其上的电流il上升。而后，所述主开关q1受控关断的同时，所述同步开关q2受控导通，所述电感l将储存的电能传输至所述开关电源200的输出端为其充电，所述输出电压升高，直至流经所述电感l的电流il降为零，意味着所述电感l被适当地“复位”，所述同步开关q2关断时，流经所述电感l的电流il为零。所述t2定义了以下过程:流经所述电感l的电流il保持为零，流经所述负载的电流对所述负载电容放电，直到所述输出电压vout下降到下阈值，所述开关电源200在所述开关电源控制器203的控制下开启一个新的开关周期，循环往复。
37.其次，针对现有的技术问题，本发明实施例的开关电源200还包括音频噪声抑制电路204。音频噪声抑制电路204用于在所述开关电源工作在非连续导通模式时，对每个开关周期进行计时，当开关周期超过设定阈值时，则认为此时开关频率将进入音频范围内，同时向所述开关电源控制器203提供模式切换信号mode，将开关电源从非连续导通模式切换至超音频模式。进一步的开关电源控制器203用于在超音频模式下执行以下操作：短暂导通同步开关q2来加速dcm操作。通过提前导通同步开关q2，相比于正常的dcm的情况，这更快地下拉输出电压vout，之后通过将控制信号hsg设为有效状态，开关电源控制器203开始新的开关循环以增加输出电压vout，从而可以缩短所述开关周期，以达到抑制音频噪声的目的。
38.在一个实施例中，音频噪声抑制电路204包括比较器211、计时电路212以及模式切换控制电路213。比较器211用于将输出电压vout与触发门限电压vo_low进行比较，并输出比较结果。计时电路212用于在每个开关周期的充电周期开始之前进行计时，并在计时完成时产生计时信号tani。模式切换控制电路213接收所述比较结果和计时信号tani，并根据所述比较结果和计时信号tani判断开关电源的开关频率是否处于音频范围内。
39.在一个实施例中，通过计时电路212产生用于指示开关电源最低频率的阈值周期tani0，阈值周期tani0对应的频率需要设计到音频以上的范围，当计时达到该阈值周期tani0时计时完成，计时电路212产生计时信号tani0。模式切换控制电路213在接收到所述计时信号tani0时，根据比较器211的比较结果判断输出电压vout是否低于触发门限电压 vo_low，若输出电压vout仍高于触发门限电压vo_low(即比较器211 的输出仍未翻转为高电平)，则触发切换，将开关电源由非连续导通模式切换至超音频模式。其中，模式切换控制电路213可配置为模拟电路或数字电路。
40.可以理解的是，本发明实施例的开关电源200的连续导通模式、非连续导通模式和超音频模式彼此兼容并且这些模式之间可以平滑转变。当电感电流到零时，开关电源200通过较早地终止lsg脉冲来切换到非连续导通模式。当开关频率降低到音频范围时，开关电源200通过在下一开关周期开始之前插入主动放电间隔来对输出端放电，从而限制开关频以切换到超音频模式。
41.图4为根据本发明实施例的开关电源200在超音频模式下的时序示意图，其中分别示出了开关控制信号hsg和lsg、开关节点电压vsw、输出电压vout以及电感电流il的时序图。下面结合图3和图4对本发明实施例的开关电源200的工作原理进行详细说明。
42.在时间t0至t3之间，开关电源200工作在dcm下，dcm由开始于时间t0和t1之间的hsg脉冲开始，接着是持续时间在时间t1和t2 之间的lsg脉冲。电感电流il在时间t0和t1之间的充电周期逐渐升高，并在时间t1达到峰值，然后在时间t1和t2之间的放电周期对输出端放电，并在时间t2处降至0。在时间t2和t3之间流经电感l的电流il保持为零，流经所述负
载的电流对所述负载电容放电。同时，计时电路212 在充电周期开始时的时间t0开始计时，当计时达到阈值周期tani0时，模式切换控制电路213根据比较器211的比较结果检测到输出电压vout 仍高于触发门限电压vo_low，则向开关电源控制器203提供模式信号 mode，触发切换，将开关电源由dcm切换至超音频模式下。
43.在时间t3至t6之间，开关电源200工作在超音频模式下，超音频模式开始于时间t3和t4之间的lsg脉冲，开关电源200通过在下一开关周期之前插入主动放电间隔来提前终止了正常的dcm操作，主动放电间隔的持续时间为tn，较早的使电感电流il进入负电流。然后在下一开关周期的时间t4和t5之间，终止lsg脉冲并开始hsg脉冲，使得电感电流il增加至峰值水平。然后在时间t5和t6之间，终止hsg脉冲并开始lsg脉冲，使得电感电流il下降至0。当电感电流il达到0时， lsg脉冲被终止且控制信号hsg和lsg在开关周期的剩余时间均为低电平。
44.进一步的，由于超音频模式在开关周期开始前插入了主动放电间隔，导致输出端的放电量增加，会引起输出电压vout出现些许下跌，这部分下跌需要由稳定环路的负反馈来修正，为了减小对反馈稳定系统注入的突变影响，本发明还包括在超音频模式下减小阈值周期来引入前馈。即，计时电路212在这一开关周期的充电周期开始的时间t4再次开始计时，当计时达到阈值周期tani1(阈值周期tani1小于阈值周期tani0)时，模式切换控制电路213配合比较器211的比较结果判断输出电压vout 是否降低到触发门限电压vo_low，从而确定在下一开关周期是重复时间 t3和t6之间的操作继续在超音频模式下还是退回到dcm下。
45.在一个实施例中，模式切换控制电路213还配置为在超音频模式下对比较器211的两次输出间隔tvo_low进行计时，若比较器211的两次输出间隔tvo_low小于所述阈值周期tani1，模式切换控制电路213则再次触发切换，控制开关电源在下一开关周期时由超音频模式切换回dcm。
46.图5示出了图3中的计时电路212的一种实现方式。如图5所示，计时电路212包括电流源2121和2122、电容c1、开关q3、比较器2123 以及单稳态触发器2125。其中，电流源2121和2122的一端与电源端耦接，另一端与节点2124耦接，电流源2121用于向节点2124提供电流 id，电流源2122用于向节点2124提供电流it。电容c1的第一端与节点 2124耦接，第二端接地。开关q3跨接在电容c1的两端之间，具有耦合在节点2124和地之间的电流端子。节点2124与比较器2123的正输入端耦接，比较器2124的负输入端用于接收参考电压vt，输出端用于输出信号tani。单稳态触发器2125用于基于图3中的比较器211输出的比较信号控制开关q3的导通和关断，开关q3可以是晶体管器件，诸如 fet或mos型晶体管，具有漏极、源极和栅极，也可以是任何其他类型的开关，包括各种其他类型的晶体管。
47.在本实施例中，电流源2121为受控电流源，其仅在开关电源处于超音频模式时启动，而电流源2122不论开关电源处于何种模式下均启动。计时电路212在dcm下的操作为：开关q3在输出电压vout低于触发门限电压vo_low时触发一个充电过程，它被比较器211的输出的前沿短暂地接通一段时间，从而使得电容c1上的电荷被泄放至地，之后开关q3被断开，电容c1被电流it充电来升高节点2124的电压，即重新开始对下一个开关周期的计时，当节点2124的电压变得高于参考电压 vt时，比较器2123的输出翻转为高电平，表征计时结束。当比较器2123 的输出翻转为高电平时，电流it在电容c1上的电压增量为： (it*tani0)/c1
＝vt，从而根据上式可以得到dcm下阈值周期 tani0＝(vt*c1)/it。计时电路212在超音频模式下的操作为：开关q3 在输出电压vout低于触发门限电压vo_low时触发一个充电过程，它被比较器211的输出的前沿短暂地接通一段时间，从而使得电容c1上的电荷被泄放至地，之后开关q3被断开，电容c1被电流it和id充电来升高节点2124的电压，即重新开始对下一个开关周期的计时，当节点 2124的电压变得高于参考电压vt时，比较器2123的输出翻转为高电平，表征计时结束。电流it和id在电容c1上的电压增量为：[(it+id)*tani1]/c1＝vt，从而根据上式可以得到超音频模式下阈值周期tani1＝(vt*c1)/(it+id)。对于固定的参考电压vt，电流id引起的电压增量可以使得电容电压快速达到参考电压vt，从而在超音频模式下缩小限定开关频率的阈值周期。
[0048]
进一步的，电流源2121提供的电流id与当前的输入电压vin和输出电压vout具有一定的比例关系。假设dcm下的阈值周期tani0的持续时间为t，超音频模式下的阈值周期tani1的持续时间为(t-d)，其中，d为超音频模式的阈值周期相对于dcm的阈值周期的变化量。当 dcm下一个开关周期内的充电平均电流与超音频模式下一个开关周期内的充放电平均电流一致时，这个变化量对电路引起的冲击最小。则根据伏秒平衡，可以推导出：其中，tn为超音频模式下在开关周期前插入的主动放电间隔，tm为超音频模式下一个开关周期内的充电周期，t为正常dcm下的阈值周期tani0的持续时间，且t、tn以及tm为对特定设计选定的常数。进一步的，参考图5，电流it和id各自在电容c1上产生电压增量，对于固定的参考电压vt，电流id引起的电压增量可以加快电容电压达到参考电压vt，因此电流 id引起的电压增量即对应于超音频模式下充电定时减少的部分，也即：其中vt和c1对特定设计来讲也是常数。对比于伏秒平衡导出式，可以得到电流id与成正比。也就是说，电流源2121需要生成一个具有上述关系的电流id即可在超音频模式下得到与电路的输入电压vin和输出电压vout有关的阈值周期变化量，继而降低模式切换对输出电压的影响。
[0049]
图6示出了图5中的电流源2121的一种实现方式。如图6所示，电流源2121包括电阻r1至r3、运算放大器a1至a3、晶体管m1和m2、以及二极管d1。其中，电阻r1的第一端与输入电压vin耦接，第二端与二极管d1的阳极耦接，二极管d1的阴极耦接至运算放大器a1的输出端。运算放大器a1的正输入端耦接至电阻r1和二极管d1的中间节点，负输入端与输出电压vout耦接。电阻r2的第一端与输出电压vout 耦接，第二端与晶体管m1的源极耦接，晶体管m1的栅极耦接至运算放大器a2的输出端，漏极用于输出电流id。运算放大器a2的正输入端耦接至电阻r2和晶体管m1的中间节点，负输入端与运算放大器a1的输出端以及二极管d1的阴极耦接。电阻r3的一端接地，另一端与晶体管m2的源极耦接，晶体管m2的栅极耦接至运算放大器a3的输出端，漏极与电流id的输出端耦接。运算放大器a3的正输入端与输出电压 vout耦接，负输入端耦接至电阻r3和晶体管m2的中间节点。其中，电阻r1、二极管d1和运算放大器a1用于将输入电压和输出电压的差值vin-vout经过二极管d1转换成一个对数化之后的电压，这个对数电压在输入电压vin和输出电压vout之间无压差时输出vout。电阻r2、晶体管m1和运算放大器a2构成了一个电流注，电阻r3、晶体管m2 和运算放大器a3构成了一个电流漏，该电流注和电流漏共同完成上述公式中的减法关系计算，且电阻r2、晶体管m1和
运算放大器a2将所述对数电压换算成晶体管m1的电流注进行输出。
[0050]
图7为具有包括本发明实施例的开关电源的计算系统300的结构示意图。如图7所示，电源301产生经由连接网络305为计算机系统300 的其他系统设备提供电能的一个或多个供电电压，其中调节器303例如通过上述实施例的开关电源实现，用于对所述供电电压进行调节稳压。连接网络305可以是总线系统或开关系统或一组导体等。在所示实施例中，计算机系统300包括处理器307和外设系统309，两者均耦合至连接网络305来从电源301处接收电源电压。在所示实施例中，外设系统 309可包括系统存储器311(例如，包括ram和rom类型设备和存储器控制器等的任何组合)和输入/输出(i/o)系统313的任何组合，该输入/ 输出系统313可包括系统控制器等，例如图形控制器、中断控制器、键盘和鼠标控制器、系统存储设备控制器(例如，用于硬盘驱动器的控制器等)等等。所示系统只是示例性的，因为本领域技术人员可以理解，许多处理器系统和支持装置可以被集成到处理器芯片上。
[0051]
如上述实施例所述，调节器303具有ccm、dcm和超音频模式三种模式，调节器303在较高负载时以ccm工作，当负载减小时切换至 dcm且同时开关频率维持在高于音频范围至上，且然后在较轻负载时切换至超音频模式(不然的话，开关频率将进入音频范围)。在较轻负载时，dcm可以提供最大效率，尽管超音频模式相比ccm在较轻负载时更有效，但是不如dcm提供的效率高，但是超音频模式可以防止音频噪声的产生。因此，在非常轻的负载处，超音频模式实际上是在效率和消费者烦恼之间的折中选择。
[0052]
本发明实施例的开关电源包括音频噪声抑制电路，音频噪声抑制电路用于在开关电源操作在dcm下时在每个开关周期的充电周期开始计时，并在计时达到指示开关电源最低频率的阈值周期时检测输出电压是否低于触发门限电压，若输出电压仍高于触发门限电压，则控制开关电源由dcm切换至超音频模式，以将开关频率限制在音频范围以上，从而解决了当开关电源处于轻负载下产生的音频噪声，而且不会造成能量的损失，效率更高。此外，本发明的开关电源与常规电路相比，仅需要增加一个对阈值周期进行计时的计时电路，无需对现有的开关电源进行过大的改动，工程成本低。
[0053]
进一步的，本发明的开关电源在超音频模式下执行以下操作：在每个开关周期之前插入主动放电间隔来将电感电流拉到负电流，以更快地下拉输出电压，从而缩短了开关周期，由于主动放电间隔后紧跟着是开关周期的充电间隔，因此很好地避免了同步开关断开时的反向电流导致的输出电压的浪涌，电路稳定性更好。
[0054]
进一步的，本发明的音频噪声抑制电路还用于在超音频模式下减小阈值周期来引入前馈，从而通过稳定环路的负反馈来修正插入的主动放电间隔造成的输出电压下跌，进一步提高了电路的稳定性。
[0055]
应当说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
[0056]
依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不
限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

技术特征：
1.一种开关电源的音频噪声抑制方法，所述开关电源包括主开关、同步开关和电感，所述主开关和同步开关受控导通或关断，以使所述开关电源在输出端提供输出电压，所述开关电源具有开关周期，所述开关周期包括对所述电感充电的充电周期和对所述输出端放电的放电周期，其中，所述音频噪声抑制方法包括：当所述开关电源工作于非连续导通模式时，在所述开关周期的充电周期开始计时；当所述计时达到阈值周期时，检测所述输出电压是否低于触发门限电压，若所述输出电压高于所述触发门限电压，则将所述开关电源由非连续导通模式切换至超音频模式，并在下一开关周期开始前插入主动放电间隔以导通所述同步开关。2.根据权利要求1所述的音频噪声抑制方法，其中，所述阈值周期用于指示所述开关电源的最低频率，且所述频率处于音频范围之上。3.根据权利要求1所述的音频噪声抑制方法，其中，所述主动放电间隔为固定时长。4.根据权利要求1所述的音频噪声抑制方法，其中，还包括：当所述开关电源由非连续导通模式切换至超音频模式时，同步减小所述阈值周期的时长以引入前馈。5.根据权利要求4所述的音频噪声抑制方法，其中，还包括：根据所述开关电源的输入电压和输出电压获得所述超音频模式下的阈值周期相对于所述非连续导通模式下的阈值周期的减小量。6.根据权利要求1所述的音频噪声抑制方法，其中，还包括：当所述开关电源工作于超音频模式时，获得所述输出电压低于所述触发门限电压的间隔时间，当所述间隔时间小于所述超音频模式下的阈值周期时，将所述开关电源由所述超音频模式切换至所述非连续导通模式。7.一种开关电源，包括：主开关、同步开关以及电感，所述主开关和同步开关受控导通或关断，以使所述开关电源在输出端提供输出电压；开关电源控制器，用于向所述主开关和所述同步开关提供开关控制信号，其中所述开关电源具有开关周期，所述开关周期包括对所述电感充电的充电周期和对所述输出端放电的放电周期；以及音频噪声抑制电路，配置为当所述开关电源工作于非连续导通模式时，在所述开关周期的充电周期开始计时，并在所述计时达到阈值周期时检测所述输出电压是否低于触发门限电压，其中，所述音频噪声抑制电路用于在所述输出电压高于所述触发门限电压时，向所述开关电源控制器提供模式切换信号，以将所述开关电源由非连续导通模式切换至超音频模式，所述开关电源控制器用于在下一开关周期开始前插入主动放电间隔以导通所述同步开关。8.根据权利要求7所述的开关电源，其中，所述音频噪声抑制电路包括：比较器，配置为将所述输出电压与所述触发门限电压进行比较，并输出比较结果；计时电路，配置为在所述开关周期的充电周期开始计时，并在所述计时达到所述阈值周期时停止计时，产生计时信号；以及模式切换电路，配置为接收所述计时信号和所述比较结果，其中所述模式切换电路用
于在接收到所述计时信号且所述比较结果表征所述输出电压高于所述触发门限电压时，向所述开关电源控制器提供所述模式切换信号。9.根据权利要求7所述的开关电源，其中，所述阈值周期用于指示所述开关电源的最低频率，且所述频率处于音频范围之上。10.根据权利要求7所述的开关电源，其中，所述主动放电间隔为固定时长。11.根据权利要求8所述的开关电源，其中，所述计时电路配置为当所述开关电源由非连续导通模式切换至超音频模式时，同步减小所述阈值周期的时长以引入前馈。12.根据权利要求11所述的开关电源，其中，所述计时电路包括：第一电流源，配置为向第一节点提供第一电流；第二电流源，配置为向所述第一节点提供第二电流；第一电容，其第一端与所述第一节点耦接，第二端接地；第一开关，跨接在所述第一电容的两端之间，具有耦合在所述第一节点和地之间的电流端子；第一比较器，其正输入端与所述第一节点耦接，负输入端用于接收一参考电压，输出端用于输出所述计时信号；以及单稳态触发器，用于基于所述比较结果控制所述第一开关的导通和关断，其中，所述第一电流源仅在所述开关电源处于超音频模式时启动，所述第二电流源在所述开关电源处于两种模式时均启动。13.根据权利要求12所述的开关电源，其中，所述第一电流的电流值与成正比，其中，vin为所述开关电源的输入电压，vout为所述开关电源的输出电压。14.根据权利要求13所述的开关电源，其中，所述第一电流源包括：第一电阻，其第一端与所述输入电压耦接；二极管，其阳极与所述第一电阻的第二端耦接；第一运算放大器，其正输入端与所述第一电阻和所述二极管的中间节点耦接，负输入端与所述输出电压耦接，输出端与所述二极管的阴极耦接；第二电阻，其第一端与所述输出电压耦接；第一晶体管，其源极与所述第二电阻的第二端耦接，漏极与所述第一电流的输出端耦接；第二运算放大器，其正输入端与所述第二电阻和所述第一晶体管的中间节点耦接，负输入端与所述第一运算放大器的输出端耦接，输出端与所述第一晶体管的栅极耦接；第三电阻，其第一端接地；第二晶体管，其源极与所述第三电阻的第二端耦接，漏极与所述第一电流的输出端耦接；以及第三运算放大器，其正输入端与所述输出电压耦接，附属人端与所述第三电阻和所述第二晶体管的中间节点耦接，输出端与所述第二晶体管的栅极耦接。15.根据权利要求7所述的开关电源，其中，还包括：分压电阻网络，用于获得所述输出电压的分压值；以及误差放大器，配置为将所述输出电压的分压值与基准电压进行误差放大，所述开关电
源控制器根据所述误差放大器的输出控制驱动所述主开关和所述同步开关。

技术总结
本发明公开了一种开关电源及其音频噪声抑制方法。该开关电源包括音频噪声抑制电路，音频噪声抑制电路用于在开关电源操作在DCM下时在每个开关周期的充电周期开始计时，并在计时达到指示开关电源最低频率的阈值周期时检测输出电压是否低于触发门限电压，若输出电压仍高于触发门限电压，则控制开关电源由DCM切换至超音频模式，以将开关频率限制在音频范围以上，从而解决了当开关电源处于轻负载下产生的音频噪声，而且不会造成能量的损失，效率更高。高。高。


技术研发人员：谭磊
受保护的技术使用者：圣邦微电子（北京）股份有限公司
技术研发日：2021.12.27
技术公布日：2023/7/11