基于电流过采样的永磁同步电机电流高精度采样预测方法与流程

1.本发明属于电机驱动控制技术领域，具体为一种在低信噪比、低载波比情况下的基于电流过采样的永磁同步电机相电流高精度采样及预测方法。


背景技术：

2.永磁同步电机因其具有效率高、转矩密度高等优势，被广泛应用于诸多领域。在具有高动态响应的永磁同步电机控制系统中，通常采用矢量控制框架，采样电流作为反馈信号将快速地跟随参考电流信号。因此，在电流采样信号的信噪比较低时，将无法准确获得电流采样值，从而会导致实际定子电流控制出现偏差，增加额外损耗。如果在无位置传感器控制中，电流采样误差还会影响转子位置估计精度。此外，电流采样误差还会产生周期性转矩脉动影响速度控制环路性能，尤其是当电机转动惯量较小时转速波动会更加剧烈，造成电机机械系统振动影响系统性能和使用寿命。所以在基于矢量控制的永磁同步电机驱动系统中，精确的电流采样至关重要。但由于老化、器件容差、非线性和温度等因素的影响，在实际相电流采样过程中不可避免的会出现采样噪声，会影响系统的动态响应和稳态精度。
3.此外内环电流环的带宽是制约永磁同步电机控制系统动态响应速度的主要原因。而电流环的带宽与逆变器的开关频率以及环路延迟时间有着密切的关系。虽然功率器件的开关频率有的已达到兆赫兹的级别，但是为了减小开关损耗及器件成本，一般中小功率伺服系统的开关频率均控制在20khz以下。所以为了提高电流环的带宽，在不提高开关频率的情况下，减小电流环路中的延时成了另一种思路。在电流环路中存在众多延时环节，特别是在载波比较低的情况下，数字控制系统的一拍延迟会显著影响整个控制系统的动态和稳态性能，如果不采取相应的延时补偿策略，会严重影响系统的稳态和动态性能。


技术实现要素：

4.本发明要解决的技术问题在于：
5.1.在永磁同步电机定子电流采集过程中，电流传感器、调理电路、pcb走线、ad采样芯片等环节都会引入噪声从而降低电流采样信噪比和精度，最终影响电流环控制性能，如何在有噪声情况下降低相电流采样误差，提高电流采样精度，是本发明要解决的第一个问题；
6.2.当载波频率与基波频率的比值较低时，即载波比相对较低时，数字控制系统的一拍延迟会显著影响整个控制系统的动态和稳态性能，如何消除一拍延时是本发明要解决的第二个问题。
7.为解决上述技术问题，本发明的技术方案为：
8.一种基于电流过采样的永磁同步电机相电流高精度采样及预测方法，包括以下步骤：
9.步骤1：基于电流过采样实现永磁同步电机定子相电流高精度采样：
10.步骤1.1：对于永磁同步电机中的某一相电流，在电流采样/更新模式下，在三角载
波底部对应时刻进行n次采样，得到当前k时刻相电流的n个采样值
11.步骤1.2：当完成n次的电流采样后，通过算术平均计算得到当前k时刻的相平均电流
[0012][0013]
实现相电流高精度采样；
[0014]
步骤2：基于步骤1中得到的相平均电流，实现一步线性电流预测：
[0015]
步骤2.1：按照步骤1的方法，得到k-1时刻的相平均电流
[0016]
步骤2.2：由k-1时刻的相平均电流和当前k时刻的相平均电流做差，得到当前k时刻的相平均电流差值
[0017][0018]
步骤3：预测k+1时刻a相预测电流
[0019]
由当前k时刻的相平均电流和相平均电流误差求和计算得到k+1时刻的相预测电流
[0020][0021]
进一步的，所述永磁同步电机采用对称式svpwm调制策略。
[0022]
进一步的，所述永磁同步电机中的电流环控制频率在khz量级，并以mhz量级进行步骤1中的高精度采样。
[0023]
此外，本发明还提出一种计算机可读存储介质，存储有计算机可执行指令，所述指令在被执行时用于实现上述任一方法。
[0024]
此外，本发明还提出一种计算机系统，包括：一个或多个处理器，上述计算机可读存储介质，用于存储一个或者多个程序，当所述一个或者多个程序被所述一个或者多个处理器执行时，使得所述一个或者多个处理器实现上述任一方法。
[0025]
有益效果
[0026]
本发明提出的一种基于电流过采样的永磁同步电机相电流高精度采样及预测方法，解决了有噪声情况下电流采样误差和数字控制系统一步延时对电机控制的影响。通过电流过采样和简单平均方法，有效的提高了电流采样信号的信噪比和采样精度。在此基础上通过相电流的一步线性预测最终得到更精准的电流预测值，有效的减少了系统控制的延时，从而提高了系统的动态响应和控制性能。同时该方法是通过几何关系来预测电流，其对电机参数的依赖性较弱。
[0027]
与现有技术相比，该方法的有益效果在于：
[0028]
(1)充分利用硬件的剩余性能，通过简单的电流过采样和平均方法，有效的提高了电流采样的信噪比和精度，无需增加其他硬件电路设计或者复杂滤波算法。
[0029]
(2)在电流过采样平均的基础上，通过简单的一步线性预测即可准确地得到下一时刻相电流预测值，该算法简单有效易于工程实现，并且对电机参数的依赖较小。
[0030]
本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变
得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
[0031]
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
[0032]
图1：三角波底部电流采样/更新模式
[0033]
图2：永磁同步电机a相等效电路
[0034]
图3：瞬时电流和平均电流示意图
[0035]
图4：一个开关周期内逆变器的输出电压和电流
[0036]
图5：永磁同步电机矢量控制系统框图
[0037]
图6：无噪声情况下两种采样模式a相电流采样误差仿真对比图
[0038]
图7：有噪声情况下两种采样模式a相采样误差仿真对比图
[0039]
图8：无噪声情况下一步线性电流预测及预测误差仿真结果
[0040]
图9：无噪声情况下单采样电流预测和过采样一步线性预测误差仿真对比
[0041]
图10：有噪声情况下单采样电流预测误差和过采样一步线性预测误差仿真对比
[0042]
图11：基于电流单采样一步线性预测和过采样一步线性预测dq轴电流仿真对比
[0043]
图12：基于电流单采样单更新和过采样一步线性预测的d轴阶跃响应仿真结果对比
具体实施方式
[0044]
本发明提出一种基于电流过采样的永磁同步电机相电流高精度采样及预测方法，主要包括基于电流过采样的相电流高精度采样和一步线性电流预测。
[0045]
基本原理是：
[0046]
本发明中的永磁同步电机，采用对称式svpwm调制策略，这是本发明理论推导的前提。三角载波是svpwm调制策略中的一个关键模块，在生成svpwm的最后一步，就是通过导通时间和该三角载波比较从而得到pwm控制信号，如图1所示。一个三角载波的周期ts就等于电流环的控制周期ts，即每隔ts时间就需要进行一次电流的采样、电流环pi计算、svpwm的调制并最终作用到电机上。既然是固定的每隔ts时间就需要进行一次上述的操作，那么从哪个时刻开始为一个周期的开始呢？通常来说，我们把三角载波的底部这个对应的时刻当作一个周期的开始，所以在三角载波底部对应时刻开始采样。当然也有把三角载波的顶部对应时刻当作一个控制周期的开始时刻的。
[0047]
而业内通常的做法是在底部只进行1次采样，但由于噪声的存在这种方式采样得到的电流精度不高。本发明借助高速的ad采样芯片(采样速率达20mhz)在三角载波底部对应时刻快速采集n个点然后求平均的方法有效的提高了电流采样精度。20mhz的采样速率为电流环控制频率1/ts(通常最大20khz左右)的1000倍左右，所以采集n(10)个点做平均的方法所带来的延迟可以忽略不计。
[0048]
在常见的永磁同步电机磁场定向控制系统框架下，电流环控制频率即pwm开关频率一般为20khz，而基于电流过采样的平均模块则是以2mhz或者更高的频率，因此在三角载波底对应时刻进行多次采样并求当前时刻的采样值的算术平均值，实现基于电流过采样的
相电流高精度采样。
[0049]
需要注意的是，在当前周期的三角载波底部对应时刻进行采样后，需要占用一定的时间进行计算和svpwm的调制，所以并不能立马输出pwm信号而需要在下一个三角载波的底部对应时刻进行输出，这就是所谓的“一拍控制”延时。
[0050]
在相电流高精度采样的基础上，根据当前时刻和上一时刻的相电流高精度采样值预测得到下一时刻的电流预测值从而消除一拍延时问题，以较小系统延迟提高电流环控制带宽。
[0051]
具体方法步骤为：
[0052]
步骤1：基于电流过采样实现永磁同步电机定子相电流高精度采样：
[0053]
步骤1.1：对于永磁同步电机中的某一相电流，在电流采样/更新模式下，在三角载波底部对应时刻进行n次采样，得到当前k时刻相电流的n个采样值
[0054]
步骤1.2：当完成n次的电流采样后，通过算术平均计算得到当前k时刻的相平均电流
[0055][0056]
实现相电流高精度采样；
[0057]
步骤2：基于步骤1中得到的相平均电流，实现一步线性电流预测：
[0058]
步骤2.1：按照步骤1的方法，得到k-1时刻的相平均电流
[0059]
步骤2.2：由k-1时刻的相平均电流和当前k时刻的相平均电流做差，得到当前k时刻的相平均电流差值
[0060][0061]
步骤3：预测k+1时刻a相预测电流
[0062]
由当前k时刻的相平均电流和相平均电流误差求和计算得到k+1时刻的相预测电流
[0063][0064]
下面对一步线性预测的有效性进行理论论证：
[0065]
首先从基于电压积分的电流纹波分析为切入点，推导出在对称式svpwm调制策略下的瞬时电流时域表达式，进而推导出连续三个时刻的采样值可近似为一条直线，最后通过一步线性预测得到下一时刻的电流预测值从而消除一拍延时问题。其详细证明过程在于以下步骤：
[0066]
步骤1：建立永磁同步电机瞬时电压方程。如图2所示为永磁同步电机a相等效电路，a相端电压ua(t)等于电阻压降、电感压降和反电动势ea(t)的三部分组成，由此得到瞬时电压方程为：
[0067][0068]
式中ua(t)为a相瞬时端电压；ia(t)为a相瞬时电流；ea(t)为a相瞬时反电势；ra为a相电阻；la为a相等效电感。
[0069]
步骤2：建立永磁同步电机平均电压方程。由上式可以得到在一个开关周期ts内的平均电压方程为：
[0070][0071]
其中为一个开关周期内的平均电压；为a相平均电流；为a相平均反电势；δia为ts时间内的变化量即δia＝ia(ts)-ia(0)。需要注意的是，当使用瞬时电压和瞬时电流值代入电压方程后，得到的电流的斜率为图3中黑色实线曲线上各点的斜率；而当使用平均电压和平均电流代入电压方程后，得到的电流斜率为图3所示的a点和c点之间线段的斜率。由图3可以发现，瞬时电流中包含平均电流和纹波电流两个分量，其中纹波电流正是由于逆变器开关状态的切换造成的。
[0072]
步骤3：相减得到永磁同步电机纹波电压方程。若用瞬间电压方程与平均电压方程做差可得到逆变器输出的纹波电压为：
[0073][0074]
将瞬时电压方程和平均电压方程代入上式得到：
[0075][0076]
步骤4：得到永磁同步电机的瞬时电流ia(t)的时域表达式。通常可将上式中的第一项和第三项忽略不计，则可化简为：
[0077][0078]
对上式移项化简并在[0-t]时间段内做积分处理，可得到瞬时电流ia(t)的时域表达式为：
[0079][0080]
根据上式和svpwm调制策略可以得到如图4所示的一个开关周期内逆变器输出的电压和电流。其中开关周期为ts，a点为周期的起始点，b点为周期的中点，c点为周期的终点。
[0081]
步骤5：计算b点和c点时刻的电流表达式。根据纹波电压定义可知，在一个周期内的纹波电压积分为零，即图4中a点和c点红线和蓝线是重合的。同理由于采用对称式的svpwm调制策略，前半周期和后半周期是对称的，图中灰色和黑色斜阴影部分上下面积之和均为零，即b点黑色实线和虚线也是重合的。所以可以得到b点和c点时刻的电流表达式：
[0082][0083][0084]
由上述两个公式可知，中点时刻b点的电流值为a、c两点的平均值，即可认为a、b、c三点在一条直线上。在一个周期内，若能准确测得a点和b点的电流值，则通过一步线性预测就能得到c点的电流值，进而能提前计算出作用在c点时刻指令电压，从而消除一拍延时问题。
[0085]
下面以某型电动飞机电推进系统为例，永磁同步电机矢量控制系统框图如图5所示。
[0086]
为了说明电流过采样能有效提高电流采样的信噪比和精度，如图6和图7所示，分别给出了在无噪声和有噪声情况下传统电流单采样和电流过采样两种模式a相电流采样误差仿真对比结果，其中采样误差为初始相电流减闭环反馈电流的差值。
[0087]
如图6所示在无噪声情况下传统单采样模式和电流过采样模式的采样误差大小基本保持一致，并且在a相电流过零点时其采样误差最大大概为0.5a。其主要原因是因为在相电流过零点时，电流的瞬时变化率最大。若此时以20khz的固定频率进行采样/更新，则会出现较大的采样误差。而在a相电流的峰值处电流的瞬时变化率较小，此时的采样误差就相对较小。
[0088]
如图7所示当系统中引入幅值为
±
1a左右的白噪声之后，两种采样模式a相电流采样误差出现了明显的区别。在传统单采样模式中，噪声的存在使得每次采样无法准确的获得当前时刻的电流值，导致出现了较大的电流采样误差，且其峰值误差为1a左右。而在电流过采样的模式中，在零矢量时刻通过持续采样10次后求平均来获得当前时刻电流，最终得到的采样误差明显优于传统单采样模式的采样误差，并且其采样误差大小与无噪声情况下相比基本保持一致。故采用电流过采样的方法能有效的提高电流信号的信噪比，减少电流采样误差。
[0089]
为了说明通过简单的一步线性电流预测，能有效的减少一拍数字控制延时带来的影响，如图8至图12所示，给出了具体的电流预测的实施方法及其仿真对比结果。
[0090]
如图8所示为在无噪声情况下通过上述一步线性电流预测方法得到的仿真结果。在无噪声情况下电流预测误差随着转速的升高而增大，并且最终在
±
0.05a左右震荡。图8(b)所示为局部放大图，首先在灰色虚线上采样得到a1、b1两点，然后通过一步线性预测得到黑色实线上的c1点，同理在下一拍线性预测中通过灰色虚线上的a2、b2两点得到预测电流c2点。
[0091]
如图9所示为无噪声情况下单采样电流预测和过采样电流预测误差仿真对比。在无噪声情况下基于单采样电流预测误差和过采样电流预测误差一样均为
±
0.05a左右。并且相电流与电流预测误差存在明显的相位关系，即在相电流的峰值处电流预测误差较大，而在相电流的过零点附近电流预测误差较小。这是由于相电流在峰值处的线性度较差，导致其通过一步线性预测得到的电流误差较大。
[0092]
如图10所示为有噪声情况下单采样电流预测和过采样电流预测误差仿真对比图。可以发现在有噪声情况下相电流与电流预测误差并不存在明显的相位关系，这说明噪声对于电流预测误差的影响已经大于了相电流线性度的影响。在图10(a)中单采样电流预测误差大约为2.5a，而在图10(b)中过采样电流预测误差大约为1.5a，这是由于使用了电流过采样平均的方法采样得到的a点和b点的电流值更为精确，使得预测得到的c点误差更小。此外如图10(c)(d)所示电流预测误差随着过采样平均点数的增加而减小，但是该效果提升会逐渐变弱。
[0093]
如图11所示为基于电流单采样一步线性预测和基于电流过采样一步线性预测dq轴电流仿真对比图。黑色曲线为基于单采样的电流预测方法，其q轴电流纹波约为0.1a，d轴电流纹波约为0.06a。灰色曲线为基于过采样的电流预测方法，其q轴电流纹波约为0.04a，d
轴电流纹波约为0.03a。可见基于单采样的电流预测方法不能有效的抑制系统中的噪声，经过坐标变换得到的dq轴电流比基于过采样的电流预测方法纹波更大。
[0094]
如图12所示为在10k开关频率下基于单采单更新和过采样线性电流预测方法的d轴电流阶跃响应仿真结果对比图。如图12(b)所示的局部放大图中可以发现，过采样预测电流(黑色实线)在当前时刻就成功预测到了下一时刻的单采样电流(灰色虚线)，说明基于过采样线性电流预测的方法能有效的减少系统中的一拍延迟时间。
[0095]
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

技术特征：
1.一种基于电流过采样的永磁同步电机相电流高精度采样及预测方法，其特征在于：包括以下步骤：步骤1：基于电流过采样实现永磁同步电机定子相电流高精度采样：步骤1.1：对于永磁同步电机中的某一相电流，在电流采样/更新模式下，在三角载波底部对应时刻进行n次采样，得到当前k时刻相电流的n个采样值步骤1.2：当完成n次的电流采样后，通过算术平均计算得到当前k时刻的相平均电流步骤1.2：当完成n次的电流采样后，通过算术平均计算得到当前k时刻的相平均电流实现相电流高精度采样；步骤2：基于步骤1中得到的相平均电流，实现一步线性电流预测：步骤2.1：按照步骤1的方法，得到k-1时刻的相平均电流步骤2.2：由k-1时刻的相平均电流和当前k时刻的相平均电流做差，得到当前k时刻的相平均电流差值刻的相平均电流差值步骤3：预测k+1时刻a相预测电流由当前k时刻的相平均电流和相平均电流误差求和计算得到k+1时刻的相预测电流流2.根据权利要求1所述一种基于电流过采样的永磁同步电机相电流高精度采样及预测方法，其特征在于：所述永磁同步电机采用对称式svpwm调制策略。3.根据权利要求1所述一种基于电流过采样的永磁同步电机相电流高精度采样及预测方法，其特征在于：所述永磁同步电机中的电流环控制频率在khz量级，并以mhz量级进行步骤1中的高精度采样。4.一种计算机可读存储介质，存储有计算机可执行指令，其特征在于：所述指令在被执行时用于实现权利要求1至3任一所述方法。5.一种计算机系统，包括：一个或多个处理器，权利要求4所述计算机可读存储介质，用于存储一个或者多个程序，其特征在于：当所述一个或者多个程序被所述一个或者多个处理器执行时，使得所述一个或者多个处理器实现权利要求1至3任一所述方法。

技术总结
本发明提出一种基于电流过采样的永磁同步电机相电流高精度采样及预测方法，解决了有噪声情况下电流采样误差和数字控制系统一步延时对电机控制的影响。通过电流过采样和简单平均方法，有效的提高了电流采样信号的信噪比和采样精度。在此基础上通过相电流的一步线性预测最终得到更精准的电流预测值，有效的减少了系统控制的延时，从而提高了系统的动态响应和控制性能。同时该方法是通过几何关系来预测电流，其对电机参数的依赖性较弱。其对电机参数的依赖性较弱。其对电机参数的依赖性较弱。


技术研发人员：陈哲 李金程 陈沛阳 骆光照 毛文杰 王浩 万国北
受保护的技术使用者：兰州万里航空机电有限责任公司
技术研发日：2023.05.10
技术公布日：2023/7/12