基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法及系统

1.本发明属于雷达通信一体化技术领域，具体涉及一种基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法及系统。


背景技术：

2.随着信息技术的发展，多功能雷达、智能汽车、5g大规模天线等系统也日趋复杂，主要体现在这些系统对于雷达探测和无线通信功能的需求越来越多。为实现这两种功能，传统方式是将雷达和通信设备简单的独立放在一起，各自发挥其作用，而雷达通信一体化系统的出现可以将雷达和通信设备从资源、波形设计方面统一进行管理，在实现系统设备共享的同时，又能满足雷达探测和无线通信的需求，而且大大降低了系统的重量、体积、能耗、复杂度等，是未来多功能电子系统发展的一个重要趋势。
3.现有技术中，在传统雷达信号实现目标定位过程中，未考虑将雷达和通信两种功能结合于一个信号波形中同时实现目标定位与数据通信功能，并且传统的基于ofdm信号的联合角度时延估计计算量大、未考虑波形携带的通信信息对参数估计影响等问题，不利于目标精准定位。
4.因此，亟需改善现有技术中的缺陷，提高目标定位精度。


技术实现要素：

5.为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法及系统。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：
6.第一方面，本发明提供一种基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法，包括：
7.构建雷达通信一体化信号，雷达通信一体化信号包括多个脉冲，每个脉冲包括多个ofdm符号；
8.构建雷达通信一体化回波接收模型，并对雷达通信一体化回波接收模型中的回波信号进行预处理，获取处理后的回波信号；
9.将处理后的回波信号中的通信信息进行消除，获取消除通信信息后的回波信号；
10.根据消除通信信息的回波信号，依次对角度参数和时延参数进行估计，获取角度参数和时延参数，以实现目标定位。
11.可选地，雷达通信一体化信号s(t)的表达式为：
[0012][0013]
其中，n
p
为雷达通信一体化信号包括的脉冲的数量，p为第p个脉冲，ns为每个脉冲包括的ofdm符号的数量，s为第s个ofdm符号，nc为ofdm符号包括的子载波数量，n为第n个子载波，d
p,s,n
为第p个脉冲中第s个ofdm符号中的第n个子载波携带的通信信息，e为底数的指
数函数，j为虚数单位，π为圆周率，c为光速，δf为所述子载波间隔，t为时间，ts为ofdm符号的长度，t
p
为脉冲重复周期，rect[
·
]为矩形窗函数。
[0014]
可选地，雷达通信一体化回波接收模型包括均匀排布的m个线性阵元；其中，回波信号到达不同的阵元对应不同的回波路径，第i条回波路径中的回波信号传播的时延τi为：
[0015][0016]
其中，i为第i条回波路径，i＝1,2,
…
,l
p
，l
p
为回波信号到达各个阵元的路径的数量，ri为第i个目标的距离。
[0017]
可选地，使用park算法对回波信号进行预处理，获取回波信号中的数据处理区域；其中，回波信号为整个ofmd符号，其包括循环前缀t
cp
区域和数据处理区域。
[0018]
可选地，使用park算法对回波信号进行预处理，获取回波信号中的数据处理区域的过程包括：
[0019]
使用park算法对回波信号进行预处理，获取t时刻，处理后的回波信号其表达式为：
[0020][0021]
其中，ai为第i条回波路径的复衰落系数，w(t)为加性复高斯白噪声，为发射信号，fc为载频；
[0022]
根据t时刻处理后的回波信号获取第m个阵元接收的回波信号
[0023]
将第m个阵元接收的回波信号下变频到基带，并去除循环前缀，获取第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号；
[0024]
对第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号以带宽为b的速率进行离散化采样；
[0025]
根据采样结果，获取第m个阵元接收的回波信号rm(s,p)。
[0026]
可选地，对回波信号rm(s,p)进行频域变换，以消除回波信号中的通信信息。
[0027]
可选地，角度参数的获取过程包括：
[0028]
获取第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号的信道频域响应估计矢量xm；
[0029]
根据第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号的信道频域响应估计矢量xm，沿空间维度上，获取m个阵元的信道频域响应估计矢量x；
[0030]
获取m个阵元的信道频域响应估计矢量x中的角度参数与时延参数，对同一个脉冲的ns个ofdm符号构成的信道频域响应估计矢量x求协方差矩阵r，并进行子空间分解；
[0031]
获取中间矩阵v，根据中间矩阵v，获取协方差矩阵r子空间分解后的扩展信号子空间us；
[0032]
根据协方差矩阵r分解得到的扩展信号子空间us，获取矩阵ψ；并根据矩阵ψ的特征值，获取角度参数
[0033]
可选地，时延参数的获取过程包括：
[0034]
获取第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号的信道频域响应估计矢量xm；
[0035]
根据所述第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号的信道频域响应估计矢量xm，沿空间维度上，获取m个阵元的信道频域响应估计矢量x；
[0036]
获取m个阵元的信道频域响应估计矢量x中的角度参数与时延参数，对同一个脉冲的ns个ofdm符号构成的信道频域响应估计矢量x求协方差矩阵，并进行子空间分解，得到子空间分解矩阵r；
[0037]
获取交换矩阵c，根据所述交换矩阵c和子空间分解矩阵r中的扩展信号子空间us，获取矩阵ud；
[0038]
根据所述矩阵ud，获取特征值并根据所述特征值获取角度参数
[0039]
第二方面，本发明还提供一种基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位系统，包括：
[0040]
信号发射模块，用于构建雷达通信一体化信号，雷达通信一体化信号包括多个脉冲，每个脉冲包括多个ofdm符号；
[0041]
回波信号接收模块，用于构建雷达通信一体化回波接收模型，并对所述雷达通信一体化回波接收模型中的回波信号进行预处理，获取处理后的回波信号；
[0042]
回波信号处理模块，用于将处理后的回波信号中的通信信息进行消除，获取消除通信信息后的回波信号；
[0043]
目标定位模块，用于根据消除通信信息的回波信号，依次对角度参数和时延参数进行估计，获取角度参数和时延参数，以实现目标定位。
[0044]
本发明的有益效果：
[0045]
(1)本发明提供的一种基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法及系统，可以在相同带宽下提高信号的数据传输率；并且所设计信号可看做成通信中的一个时隙，与传统ofdm雷达波形相比更容易实现同步；
[0046]
(2)本发明提供的一种基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法及系统，基于角度时延联合估计方法，利用子空间的超分辨算法针对ofdm雷达通信一体化回波信号进行参数估计，可准确得到目标的位置信息。
[0047]
以下将结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明。
附图说明
[0048]
图1是本发明实施例提供的基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法的一种流程图；
[0049]
图2是本发明实施例提供的现有技术中ofdm雷达信号的一种示意图；
[0050]
图3是本发明实施例提供的ofdm雷达通信一体化信号的一种示意图；
[0051]
图4是本发明实施例提供的ofdm雷达通信一体化回波接收模型的一种示意图；
[0052]
图5是本发明实施例提供的park算法的一种示意图；
[0053]
图6是本发明实施例提供的park算法符号定时仿真的一种示意图；
[0054]
图7是本发明实施例提供的角度时延联合目标估计位置散点图的一种示意图；
[0055]
图8是本发明实施例提供的角度时延联合目标估计位置与真实位置对比的一种示意图；
[0056]
图9(a)是本发明实施例提供的角度参数估计误差的一种示意图；
[0057]
图9(b)是本发明实施例提供的时延参数估计误差的一种示意图；
[0058]
图10是本发明实施例提供的角度时延联合估计目标定位误差随信噪比变化关系的一种示意图；
[0059]
图11是本发明实施例提供的角度时延联合估计目标定位误差随符号数变化关系的一种示意图；
[0060]
图12是本发明实施例提供的ofdm雷达通信一体化信号的通信误码率的一种示意图。
具体实施方式
[0061]
下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
[0062]
现有技术中，ofdm具有频谱利用率高、自相关函数旁瓣较低、子载波调制灵活、抗多径衰落等优点，目前已经在通信和雷达中得到了广泛的应用，而且已有学者对ofdm信号的角度和时延估计问题展开研究，其中主要分为两类：一类是独立估计角度和时延，然后使用配对算法将估计出的角度和时延进行配对，但是在低信噪比的情况下可能会出现配对错误的情况；另一类是角度时延联合估计方法，该方法可以实现两者之间的自动配对，提高算法效率。
[0063]
现有方案1中，利用2d-music算法通过搜索时延与角度的二维谱峰，两者可以实现配对，实现了ofdm信号时延与角度的参数估计，从而实现目标定位；但是在现有方案1中，需要两维搜索，计算量较大、耗时较长，不易工程实现。现有方案2中，利用esprit算法，通过求解两个平移不变性方程，可以得到包含角度和时延信息的两个矩阵，然后利用联合角度化估计出角度和时延，从而实现目标定位；但是现有方案2中，未考虑ofdm信号所调制的通信信息对参数估计的影响，不利于ofdm雷达通信一体化信号的融合处理与目标定位。
[0064]
有鉴于此，本发明提供一种基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法及系统，以一种信号波形实现目标定位与数据通信的功能，可以实现角度与时延联合估计与自动配对，从而达到目标定位与传输通信信息。
[0065]
请参见图1所示，图1是本发明实施例提供的基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法的一种流程图，本发明所提供的一种基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法，包括：
[0066]
s101、构建雷达通信一体化信号，所述雷达通信一体化信号包括多个脉冲，每个所述脉冲包括多个ofdm符号。
[0067]
具体而言，本实施例中使用ofdm信号，正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，ofdm)信号以其适合高速数据传输、频谱利用率高以及抗衰落能力强等优点被广泛应用，但是在传统方式中，ofdm信号在通信和雷达应用方面都存在着较大的差异，其波形设计也不尽相同，因此需要在满足毫米波雷达通信一体化系统的需求基础上，对一体化信号进行设计。
[0068]
请参见图2所示，图2是本发明实施例提供的现有技术中ofdm雷达信号的一种示意图，现有技术中，在雷达信号中，每个脉冲只发射一个ofdm符号；如此，一方面发射信号的数
据率受到一定的限制；另一方面与通讯帧结构差异较大，无法与现役的数据链网络互联互通。
[0069]
请参见图3所示，图3是本发明实施例提供的ofdm雷达通信一体化信号的一种示意图，本实施例中，在雷达通信一体化信号中，采用脉冲体制波形，每一个脉冲中包括多个ofdm符号，可以在相同带宽下提高信号的数据传输率，并且可以将多个ofdm符号组成的脉冲看作通信中的一个时隙，使得脉冲与通信信号更加相似，即，可以在一个脉冲内完成通信，并且与传统ofdm雷达波形相比，更容易实现同步。
[0070]
本实施例中设计的雷达通信一体化信号包括n
p
个脉冲，每个脉冲由ns个ofdm符号组成，ofdm符号包括nc个子载波，子载波的间隔为δf，ofdm符号的长度为ts，脉冲重复周期为t
p
，根据上述基本参数，获取的雷达通信一体化信号s(t)的表达式为：
[0071][0072]
其中，n
p
为雷达通信一体化信号包括的脉冲的数量，p为第p个脉冲，ns为每个所述脉冲包括的ofdm符号的数量，s为第s个ofdm符号，nc为所述ofdm符号包括的子载波数量，n为第n个子载波，d
p,s,n
为第p个脉冲中第s个ofdm符号中的第n个子载波携带的通信信息，e为底数的指数函数，j为虚数单位，π为圆周率，c为光速，δf为所述子载波间隔，t为时间，ts为ofdm符号的长度，t
p
为脉冲重复周期，rect[
·
]为矩形窗函数。
[0073][0074][0075]
其中，发射信号的总带宽b＝ncδf。
[0076]
s102、构建雷达通信一体化回波接收模型，并对雷达通信一体化回波接收模型中的回波信号进行预处理，获取处理后的回波信号。
[0077]
具体而言，本实施例中，首先，需要构建雷达通信一体化回波接收模型，雷达通信一体化回波接收模型中的阵元用于接收遇到目标后的回波信号。
[0078]
可选地，雷达通信一体化回波接收模型包括均匀排布的m个线性阵元，由阵元形成阵列，信源与阵列之间满足窄带远场条件；其中，回波信号到达不同的阵元对应不同的回波路径，即包括l
p
条回波路径，第i条回波路径中的回波信号传播的时延τi为：
[0079][0080]
其中，i为第i条回波路径，i＝1,2,
…
,l
p
，l
p
为回波信号到达各个阵元的路径的数量，ri为第i个目标的距离。
[0081]
请参见图4所示，图4是本发明实施例提供的ofdm雷达通信一体化回波接收模型的一种示意图，通常情况下，ofdm回波信号的循环前缀会大于或等于多径信道的最大时延，因此接收回波信号的ofdm雷达通信一体化回波接收模型如图4所示。
[0082]
请继续参见图4所示，在实际中，ofdm雷达通信一体化回波接收模型接收到的回波
信号中，无法直接获取回波路径一中回波信号的起始位置，即无法直接确认回波路径一中的数据处理区域；本实施例中，为更好地利用ofdm雷达通信一体化回波接收模型，使用通信中符号同步的方法对回波信号进行预处理。
[0083]
需要说明的是，在ofdm通信系统中，为了在接收机进行n点fft解调，需要在ofdm符号周期内得到对发射信号的精确采样；也可以理解为，为了检测每一个ofdm符号的起始点，必须执行符号定时同步，如此有助于获得精确的采样，鉴于确定回波路径的起始位置与通信中的定时同步目的相似，本实施例中采用ofdm通信系统中的估计符号定时偏移量(symbol timing offset，sto)的方法，对回波信号进行预处理。
[0084]
本实施例中，请参见图5所示，图5是本发明实施例提供的park算法的一种示意图，考虑到雷达通信一体化回波接收模型存在多径情况，使用park算法对所述回波信号进行预处理，具体为，将雷达通信一体化回波接收模型接受到的回波路径一中的回波信号作为训练符号，其他回波路径中的回波信号作为数据符号，将训练符号中的数据处理区域分为四段，且该区域具有对称及共轭关系，每一段的长度为te/4，te为ofdm有效符号的长度，将伪随机序列进行ifft处理后，得到基本序列单元a，将单元a进行对称变换，得到单元b，根据单元a，获取单元a
*
，根据单元b，获取单元b
*
，其中，单元a与单元a
*
共轭，单元b与单元b
*
共轭。
[0085]
park算法的符号定时度量函数为：
[0086][0087]
其中，ne为ofdm有效符号的点数，g为定时估计样点位置，n为步长变量，w(
·
)为滑动窗采样数据。
[0088]
需要说明的是，请参见图6所示，图6是本发明实施例提供的park算法符号定时仿真的一种示意图，park算法采用训练符号重点位置从两边开始进行相关计算，计算过程中对称与共轭关系在累加求和过程中起到了加权的作用，可以使得相邻两项的累加结果在数值上存在较大的差距，在不同信噪比下的定时度量曲线由图6可见，图6中由左向右信噪比分别为20db、10db和0db；此外，需要说明的是，在一体化发射波形方面，为利用训练符号进行符号同步，需要将ofdm雷达一体化波形中第一个ofdm信号换成训练符号，其余保持不变。
[0089]
使用park算法对回波信号进行预处理，获取t时刻，处理后的回波信号其表达式为：
[0090][0091]
其中，ai为第i条回波路径的复衰落系数，w(t)为加性复高斯白噪声，
为发射信号，fc为载频；
[0092]
根据t时刻处理后的回波信号获取第m个阵元接收的回波信号其表达式样为：
[0093][0094]
其中，τ
i,m
为第i条回波路径在第m个阵元上的传播时延，对于均匀线性阵列，可得：
[0095][0096]
其中，d为阵元间距，θi为第i条回波的到达角度。
[0097]
将第m个阵元接收的回波信号下变频到基带，并去除循环前缀，获取第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号，其表达式为：
[0098][0099]
其中，n为第n个子载波；
[0100]
对所述第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号以带宽为b的速率(n倍的1/te)进行离散化采样，获取第k次采样结果，其表达式为：
[0101][0102]
其中，t＝kte/n,k＝0～n
c-1，wm(k,s,p)为采样后的高斯白噪声；
[0103]
根据ofdm符号的特点，ofdm符号包括的子载波间隔δf＝1/te，且在公式(1)中的这一项不同阵元上产生的时延mdsinθi/c相对于τi可以忽略不计，将公式(1)简化为：
[0104]
[0105]
其中，fc为载频；
[0106]
根据采样结果，获取第m个阵元接收的回波信号rm(s,p)，其表达式为：
[0107][0108]rm
(s,p)＝[rm(0,s,p),rm(1,s,p),
…
,rm(n
c-1,s,p)]；
[0109]rm
(s,p)表示第m个阵元接收到回波的第p个脉冲、第s个符号；
[0110][0111]
表示第m个阵元上与第i条回波路径有关的导向矢量；
[0112]
d(s,p)＝diag[d(s,p)]；
[0113]
将d(s,p)向量转换成对角阵；
[0114][0115]
d(s,p)表示接收到回波的第p个脉冲、第s个符号上所调制的通信数据；
[0116]
中的nc＝n；
[0117]
可以将近似为逆离散傅里叶变换矩阵；
[0118][0119]
b(τi)表示回波时延与ofdm子载波间隔的关系；
[0120]
wm(s,p)＝[wm(0,s,p),wm(1,s,p),
…
,wm(n
c-1,s,p)]；
[0121]
wm(s,p)表示第m个阵元在接收到回波的第p个脉冲、第s个符号时的噪声；
[0122]
其中，()
t
表示矩阵的转置；
[0123]
s103、将处理后的回波信号中的通信信息进行消除，获取消除通信信息后的回波信号。
[0124]
具体而言，本实施例中，对于雷达通信信号一体化系统而言，发射的雷达通信一体化信号携带的通信信息已知，即每一个发射的ofdm符号上调制的通信编码是已知的，因此可以对雷达通信一体化回波接收模型接收的回波信号进行通信信息消除。鉴于角度和时延参数是包含在频域的相位信息中，需要将接收的回波信号变换到频域上，根据已知的发射信息，将回波信号中的通信信息消除。
[0125]
在雷达通信一体化回波接收模型中，通过同步定位方法可以精确获取各个回波信号中的数据处理区域，为准确消除回波信号中的通信信息提供了前提；对上述获取的获取第m个阵元接收的回波信号rm(s,p)，即公式(2)进行频域的变换，并消除通信信息d(s,p)，可得：
[0126][0127]
其中，d-1
(s,p)为通信信息d(s,p)的逆矩阵，f为离散傅里叶变换矩阵；
[0128]
将公式(3)进行简化，可得：
[0129][0130]
nm(s,p)＝d-1
(s,p)fwm(s,p)；
[0131]
根据公式(4)可知，当消除通信信息后，m个阵元接收到的第p个脉冲、第s个ofdm符号的表达式为：
[0132][0133][0134]
y(s,p)表示消除通信信息后，m个阵元接收到第p个脉冲、第s个符号的信道频域矢量及噪声；
[0135][0136]
其中，n(s,p)表示消除通信信息后，m个阵元在接收第p个脉冲，第s个符号信道频域矢量时的噪声；
[0137]
根据m个阵元接受到的第p个脉冲、第s个ofdm符号，获取m个阵元接收到的第p个脉冲，其表达式为：
[0138][0139][0140]
y表示消除通信信息后，m个阵元接收到第p个脉冲的信道频域矢量及噪声；
[0141][0142]
h表示消除通信信息后，m个阵元接收到第p个脉冲的信道频域矢量；
[0143][0144]
n表示消除通信信息后，m个阵元在接收p个脉冲的信道频域矢量时的噪声。
[0145]
根据公式(6)可得，对m个阵元接收到的ofdm雷达通信一体化信号采样预处理后，得到的频域数据类似于阵元数为mnc的均匀线阵接收到的ns次快拍，相对于原m个阵元接收到的时域信号，实现了频域上的阵元扩展，可以进一步提高参数估计精度。
[0146]
s104、根据消除通信信息的回波信号，依次对角度参数和时延参数进行估计，获取
角度参数和时延参数，以实现目标定位。
[0147]
具体而言，本实施例中，基于消除通信信息的回波信号，即对公式(6)中的频域响应进行角度和时延参数估计。
[0148]
获取第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号的信道频域响应估计矢量xm，其表达式为：
[0149][0150]
xm＝[xm(0),xm(1),
…
,xm(n
c-1)]
t
；
[0151]
xm表示第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号的信道频域响应估计矢量及噪声；
[0152]hm
＝[hm(0),hm(1),
…
,hm(n
c-1)]
t
；
[0153]hm
表示第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号的信道频域响应估计矢量；
[0154][0155]a′
表示所有回波路径修正后的复衰落系数矢量；
[0156][0157]a′i表示第i条回波路径修正后的复衰落系数矢量；
[0158]
nm＝[nm(0),nm(1),
…
,nm(n
c-1)]
t
；
[0159]
nm表示接收第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号的信道频域响应估计矢量时的噪声；
[0160]
上述公式(7)中，jm(τ,θ)表示将信道频域响应估计矢量中与时延和角度有关的信息提取出来，jm(τ,θ)的表达式为：
[0161][0162]
其中，
[0163]
根据第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号的信道频域响应估计矢量xm，沿空间维度上，获取m个阵元的信道频域响应估计矢量x，其表达式为：
[0164][0165][0166][0167]
n表示获取m个阵元的信道频域响应估计矢量时的噪声。
[0168]
需要说明的是，对于角度参数和时延参数联合估计的问题，需要先从信道频域响应中获取含有角度参数和时延参数的信息，并能对获取的信息进行合理有效的利用；有鉴于此，本实施例根据信道频域响应的信号的样式，采用子空间算法实现角度参数和时延参数的联合估计。
[0169]
一方面，角度参数的获取过程包括：
[0170]
将公式(8)中的j(θ,τ)具体展开，其表达式为：
[0171][0172]
根据公式(9)的特点可知，引入矩阵a，jm(θ,τ)＝j
m-1
(θ,τ)a＝j0(θ,τ)am，其中，矩阵a的表达式为：
[0173][0174]
可以将公式(8)表达为：
[0175][0176]
对同一个脉冲的ns个ofdm符号构成的信道频域响应估计矢量x求协方差矩阵r，并
进行子空间分解，其表达式为：
[0177][0178]
其中，根据公式(6)可推导出，信道频域响应估计矢量x中向量包含的角度参数和时延参数时相同，只有采样噪声ra′
a'
不同，ra′
a'
＝e[a'a'h]，为扩展信号子空间，为噪声子空间，根据公式(11)可知，扩展信号子空间us与j(θ,τ)张成的子空间相同，存在矩阵v，使得us的表达式为：
[0179][0180]
其中，其中，为j(θ,τ)广义逆矩阵，且矩阵v为可逆矩阵。
[0181]
根据公式(12)，在每个阵元接收的回波信号的频域响应之间，体现出来的差异信息中包含目标达到角度相关的参数，可以根据不同阵元接收信号的频域响应，估计目标达到的角度；
[0182]
获取us的前(m-1)
×
nc行构成矩阵u
s1
，以及us的后(m-1)
×
nc行构成u
s2
，u
s1
和u
s2
的表达式为：
[0183][0184]
将u
s2
的表达式进一步改写为：
[0185][0186]
其中，ψ＝v-1
av，ψ与a为相似矩阵，矩阵a的对角元素为ψ的特征值，矩阵v为矩阵ψ的特征矢量；通过获取矩阵ψ，就可以利用其特征值估计出目标到达角度的参数其表达式为：
[0187][0188]
通过上述过程获取角度参数
[0189]
另一方面，时延参数的获取过程包括：
[0190]
根据公式(9)中的j0(θ,τ)，可以发现，j0(θ,τ)中只含有与目标达到时延相关的参数，而j(θ,τ)中的其他矩阵中均含有与目标达到角度相关的参数信息，如此，可以利用这些矩阵之间的差异信息来估计目标到达角度，同理，也可以采用类似的方法对目标到达时延进行估计。
[0191]
首先，引入交换矩阵c，构建含有与目标达到角度相关的矩阵ud，矩阵ud的表达式为：
[0192][0193]
其中，矩阵q与矩阵v类似，均为l
p
×
l
p
可逆矩阵；
[0194]
公式(13)中的k0(θ,τ)和t的表达式为：
[0195]
[0196]
其中，
[0197]
如此，通过上述转换，得到中含有目标到达角度信息的矩阵，之后，便可以采用类似目标角度估计的方法，估计目标到达时延。
[0198]
获取ud的前(n
c-1)
×
m行构成矩阵u
d1
，以及ud的后(n
c-1)
×
m行构成u
d2
，u
d1
和u
d2
的表达式为：
[0199][0200]
将u
d2
的表达式进一步改写为：
[0201][0202]
参照角度参数估计，对公式(12)中的矩阵t进行特征值分解，得到特征值进一步可以得到时延参数估计其表达式为：
[0203][0204]
将公式(13)中的矩阵a与矩阵t的回波路径相互对应，估计出的角度参数与时延参数可以实时自动配对，能够有效提高算法效率。
[0205]
基于同一发明构思，本发明还提供一种基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位系统，包括：
[0206]
信号发射模块，用于构建雷达通信一体化信号，雷达通信一体化信号包括多个脉冲，每个脉冲包括多个ofdm符号；
[0207]
回波信号接收模块，用于构建雷达通信一体化回波接收模型，并对雷达通信一体化回波接收模型中的回波信号进行预处理，获取处理后的回波信号；
[0208]
回波信号处理模块，用于将处理后的回波信号中的通信信息进行消除，获取消除通信信息后的回波信号；
[0209]
目标定位模块，用于根据消除通信信息的回波信号，依次对角度参数和时延参数
进行估计，获取角度参数和时延参数，以实现目标定位。
[0210]
在本发明的一种可选地实施例中，通过以下仿真实验对本发明提供的方法的效果进一步说明，请参见表1，表1为雷达通信一体化系统的仿真参数。
[0211]
表1mimo-ofdm雷达通信一体化系统仿真参数
[0212][0213]
请参见图7所示，图7是本发明实施例提供的角度时延联合目标估计位置散点图的一种示意图，由图7显示了在100次蒙特卡洛仿真实验中，角度与时延参数估计点的位置结果；由图7可见，在信噪比为0db下，角度与时延参数估计点能够集中地出现在目标对应位置附近，不存在散乱情况，说明目标的到达角度和时延估计较为准确；并且3个目标的角度与时延参数都实现了准确配对，进一步验证了本实施例提供的方法的高效性。
[0214]
请参见图8所示，图8是本发明实施例提供的角度时延联合目标估计位置与真实位置对比的一种示意图，由图8可见，为更加直观对比，将横轴的目标达到时延换算成了目标距离信息；由图8可见，目标真实位置与估计位置相差较小，平均定位误差大约在1m以内，因此可以在0db低信噪比下也能实现较为准确的目标定位。
[0215]
请参见图9(a)～9(b)所示，图9(a)是本发明实施例提供的角度参数估计误差的一种示意图，图9(b)是本发明实施例提供的时延参数估计误差的一种示意图，定义角度估计误差时延估计误差其中，i为目标个数，i＝0,1,
…
,l
p-1；信噪比修改为5db，得到的角度估计误差和时延估计误差如图9(a)和图9(b)所示；通过仿真图可以看出，经过100次蒙特卡洛仿真实验，角度估计误差几乎能保持在
±
0.05
°
以内，时延估计误差几乎能保持在
±
1ns以内，因此可估算得目标位置误差可小于0.2m，证明在5db信噪比下，本实施例提供的方法能够实现高精度目标定位。
[0216]
请参见图10～图11所示，图10是本发明实施例提供的角度时延联合估计目标定位误差随信噪比变化关系的一种示意图，图11是本发明实施例提供的角度时延联合估计目标定位误差随符号数变化关系的一种示意图，在多径情况下，目标定位误差随信噪比和符号
数的变化关系；本实施例的定位误差定义采用估计目标位置的均方根误差来表示，通过角度和时延信息可以获取到目标在二维平面的坐标点，之后可以计算出目标真实位置与估计位置之间的均方根误差，即：
[0217][0218]
其中，n表示蒙特卡洛次数，为估计出的目标位置坐标，xi为目标的真实位置坐标，除因变量参数变化外，其他仿真参数如表1所示；其中随着信噪比提高，图9中的定位误差也在不断减小，在信噪比为0db左右，定位误差就已经小于1m，体现了本实施例提供的方法具有高精度目标定位特点。图10中的仿真结果表明随着符号数增多，目标定位误差也随之减小；依照前文分析，角度时延联合估计方法中的符号数可理解为接收回波信号的快拍数，根据阵列信号处理理论，随着快拍数目增多，信号协方差矩阵估计会更加准确，因此也可以使得角度与时延参数估计误差更小，定位会更加准确。
[0219]
请参见图12所示，图12是本发明实施例提供的ofdm雷达通信一体化信号的通信误码率曲线图的一种示意图，ofdm雷达通信一体化波形在不同阶数的调制方式下，误码率随信噪比的变化情况；仿真中，通信信道为高斯白噪声信道，ofdm信号采用相移键控(phase shift keying，psk)方式调制；从仿真结果可以看出，随着信噪比的增大，通信的误码率会降低；而随着信号调制阶数(通信数据率)的提升，通信的误码率也随之升高。因此在雷达通信一体化系统设计时，需要在误码率和通信数据率之间进行折衷考虑。
[0220]
应当说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的物品或者设备中还存在另外的相同要素。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
[0221]
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例进行接合和组合。
[0222]
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

技术特征：
1.一种基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法，其特征在于，包括：构建雷达通信一体化信号，所述雷达通信一体化信号包括多个脉冲，每个所述脉冲包括多个ofdm符号；构建雷达通信一体化回波接收模型，并对所述雷达通信一体化回波接收模型中的回波信号进行预处理，获取处理后的回波信号；将处理后的所述回波信号中的通信信息进行消除，获取消除通信信息后的所述回波信号；根据消除通信信息的所述回波信号矩阵，依次对角度参数和时延参数进行估计，获取角度参数和时延参数，以实现目标定位。2.根据权利要求1所述的基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法，其特征在于，所述雷达通信一体化信号s(t)的表达式为：其中，n
p
为所述雷达通信一体化信号包括的脉冲的数量，p为第p个脉冲，n
s
为每个所述脉冲包括的ofdm符号的数量，s为第s个ofdm符号，n
c
为所述ofdm符号包括的子载波数量，n为第n个子载波，d
p,s,n
为第p个脉冲中第s个ofdm符号中的第n个子载波携带的通信信息，e为底数的指数函数，j为虚数单位，π为圆周率，c为光速，δf为所述子载波间隔，t为时间，t
s
为所述ofdm符号的长度，t
p
为所述脉冲重复周期，rect[
·
]为矩形窗函数。3.根据权利要求1所述的基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法，其特征在于，所述雷达通信一体化回波接收模型包括均匀排布的m个线性阵元；其中，所述回波信号到达不同的阵元对应不同的回波路径，第i条所述回波路径中的所述回波信号传播的时延τ
i
为：其中，i为第i条回波路径，i＝1,2,
…
,l
p
，l
p
为所述回波信号到达各个阵元的路径的数量，r
i
为第i个目标的距离。4.根据权利要求1所述的基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法，其特征在于，使用park算法对所述回波信号进行预处理，获取所述回波信号中的数据处理区域；其中，所述回波信号为整个ofmd符号，其包括循环前缀t
cp
和数据处理区域。5.根据权利要求4所述的基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法，其特征在于，使用park算法对所述回波信号进行预处理，获取所述回波信号中的数据处理区域的过程包括：使用park算法对所述回波信号进行预处理，获取t时刻，处理后的所述回波信号其表达式为：
其中，a
i
为第i条回波路径的复衰落系数，w(t)为加性复高斯白噪声，为发射信号，f
c
为载频；根据t时刻处理后的所述回波信号获取第m个阵元接收的所述回波信号将所述第m个阵元接收的所述回波信号下变频到基带，并去除循环前缀，获取第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号；对所述第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号以带宽为b的速率进行离散化采样；根据采样结果，获取第m个阵元接收的回波信号r
m
(s,p)。6.根据权利要求5所述的基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法，其特征在于，对所述回波信号r
m
(s,p)进行频域变换，以消除所述回波信号中的通信信息。7.根据权利要求1所述的基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法，其特征在于，所述角度参数的获取过程包括：获取第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号的信道频域响应估计矢量x
m
；根据所述第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号的信道频域响应估计矢量x
m
，沿空间维度上，获取m个阵元的信道频域响应估计矢量x；获取m个阵元的信道频域响应估计矢量x中的角度参数与时延参数，对同一个脉冲的n
s
个ofdm符号构成的信道频域响应估计矢量x求协方差矩阵r，并进行子空间分解；获取中间矩阵v，根据所述中间矩阵v，获取协方差矩阵r子空间分解后的扩展信号子空间u
s
；根据协方差矩阵r分解得到的扩展信号子空间u
s
，获取矩阵ψ；并根据矩阵ψ的特征值，获取角度参数8.根据权利要求1所述的基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法，其特征在于，所述时延参数的获取过程包括：获取第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号的信道频域响应估计矢量x
m
；根据所述第m个阵元、第p个脉冲、第s个ofdm符号的信道频域响应估计矢量x
m
，沿空间维度上，获取m个阵元的信道频域响应估计矢量x；获取m个阵元的信道频域响应估计矢量x中的角度参数与时延参数，对同一个脉冲的n
s
个ofdm符号构成的信道频域响应估计矢量x求协方差矩阵，并进行子空间分解，得到子空间分解矩阵r；获取交换矩阵c，根据所述交换矩阵c和子空间分解矩阵r中的扩展信号子空间u
s
，获取矩阵u
d
；根据所述矩阵u
d
，获取特征值并根据所述特征值获取角度参数9.一种基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位系统，其特征在于，包括：信号发射模块，用于构建雷达通信一体化信号，所述雷达通信一体化信号包括多个脉冲，每个所述脉冲包括多个ofdm符号；回波信号接收模块，用于构建雷达通信一体化回波接收模型，并对所述雷达通信一体化回波接收模型中的回波信号进行预处理，获取处理后的回波信号；回波信号处理模块，用于将处理后的所述回波信号中的通信信息进行消除，获取消除
通信信息后的所述回波信号；目标定位模块，用于根据消除通信信息的所述回波信号，依次对角度参数和时延参数进行估计，获取角度参数和时延参数，以实现目标定位。

技术总结
本发明公开了一种基于角度时延联合估计的雷达通信一体化定位方法及系统，涉及雷达通信一体化技术领域，包括：构建雷达通信一体化信号，雷达通信一体化信号包括多个脉冲，每个脉冲包括多个OFDM符号；构建雷达通信一体化回波接收模型，并对雷达通信一体化回波接收模型中的回波信号进行预处理，获取处理后的回波信号；将回波信号矩阵中的通信信息进行消除，获取消除通信信息后的回波信号矩阵；根据消除通信信息的回波信号矩阵，依次对角度参数和时延参数进行估计，获取角度参数和时延参数，以实现目标定位。本发明能够准确得到目标的位置信息。息。息。


技术研发人员：朱圣棋 靳亮 刘永军 李西敏 张智豪 许京伟 兰岚 贺雄鹏
受保护的技术使用者：西安电子科技大学
技术研发日：2023.03.29
技术公布日：2023/8/1