非对称半桥反激开关电源及其控制电路和控制方法与流程

1.本发明涉及电力电子技术，更具体地，涉及一种非对称半桥反激开关电源及其控制电路和控制方法。


背景技术：

2.随着电力电子领域的迅猛发展，开关变换器的应用越来越广泛，人们对高功率密度、小体积的要求越来越高。一般传统的小功率开关变换器采用反激拓扑实现，其具有结构简单、成本低廉等优点；但是普通反激拓扑是硬开关，限制了变换器的效率和体积。很多谐振电路如llc，实现了软开关，功率密度高，但是电路非常复杂，并且成本很高，往往不利于商业竞争。
3.而不对称半桥反激变换器(asymmetric half bridge converter，简称ahb)在变压器的初级侧具有两个开关，它们可以以半桥配置提供，并由针对两个开关不同的脉冲宽度调制(pwm)信号驱动。不对称半桥反激式变换器的电感器被分割以形成变压器，使得电压比基于变压器的绕组比倍增，还具有隔离的附加优点。同时，在和普通反激变换器的器件数量和复杂度比较接近的条件下能够实现两个开关管的零电压开通，回收漏感能量，并且容易实现自驱动同步整流，在有效提升效率的同时减小变压器体积，成为一个比较好的应用方案。
4.目前常规的不对称半桥反激变换器如图1所示，q1、q2分别为两个功率开关，lr为谐振电感，也是变压器的漏感，lm为变压器励磁电感，cr为谐振电容，上下两管交替导通，且存在一定死区时间，实现了零电压开通(zero voltage switch，zvs)。
5.但是随着输出功率的降低，工作频率会显著提升，受到器件等条件的限制，控制器一般会对其最高频率有所限制，这就会导致更低的频率下进入dcm模式，进而导致上管开通不是零电压开通，会大大增加开关损耗。


技术实现要素：

6.鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种非对称半桥反激开关电源及其控制电路和控制方法，避免了负载较轻情况下的硬开通情况，实现轻负载下的降频控制，避免出现较低的频率导致的音频噪声，同时降低了开关损耗。
7.根据本发明的一方面，提供一种非对称半桥反激开关电源的控制电路，所述非对称半桥反激开关电源包括第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和所述第二开关管串联组成桥臂，所述控制电路包括：控制逻辑模块，根据反馈信号产生第一控制信号和第二控制信号；驱动模块，根据所述第一控制信号和第二控制信号产生第一驱动信号和第二驱动信号，所述第一驱动信号控制所述第一开关管，所述第二驱动信号控制所述第二开关管；所述控制逻辑模块，被配置为在每个控制周期内：步骤一：所述第二开关管导通，所述第二开关管导通时间为第一导通时间；步骤二：在所述第一导通时间后，所述第一开关管和第二开关管都关断，且关断时间为第一关断时间；步骤三：在所述第一关断时间后，所述第一开关
管导通，且导通时间为第二导通时间；在所述第二导通时间后，所述第一开关管和第二开关管都关断，且关断时间为第二关断时间；在所述第二关断时间后，所述第二开关管导通，且导通时间为第三导通时间；在所述第三导通时间后，所述第一开关管和第二开关管都关断，且关断时间为第三关断时间；执行n次步骤三，其中，n为正整数；步骤四：所述第一开关管和第二开关管继续关断，且关断时间为第四关断时间。
8.可选地，所述第四关断时间可调节。
9.可选地，当所述第一控制信号有效时，所述第一驱动信号有效，所述第一开关管导通；当所述第一控制信号无效时，所述第一驱动信号无效，所述第一开关管关断；当所述第二控制信号有效时，所述第二驱动信号有效，所述第二开关管导通；当所述第二控制信号无效时，所述第二驱动信号无效，所述第二开关管关断。
10.可选地，所述控制逻辑模块根据反馈信号调节所述第四关断时间。
11.可选地，所述控制逻辑模块根据反馈信号调节所述步骤三的重复次数n。
12.可选地，所述控制逻辑模块配置为对连续多个所述控制周期进行控制。
13.可选地，当连续m个控制周期的时间均大于第一周期基准时，所述控制周期内第一开关管和第二开关管交替导通的次数n＝n-1，n、m均为正整数。
14.可选地，当连续m个控制周期的时间均小于第二周期基准时，所述控制周期内第一开关管和第二开关管交替导通的次数n＝n+1，n、m均为正整数。
15.可选地，所述第一周期基准大于所述第二周期基准。
16.可选地，所述第一导通时间为预设导通时间。
17.可选地，所述反馈信号表征所述非对称半桥反激开关电源的副边整流电路的输出电压。
18.根据本发明的另一方面，提供一种非对称半桥反激开关电源，包括：主电路，包括开关电路，谐振电路和副边整流电路，其中，所述开关电路包括第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和所述第二开关管串联组成桥臂，所述桥臂的中点与所述谐振电路连接；如前述所述的控制电路，用于根据反馈信号调节第四关断时间和/或重复次数n，根据第四关断时间和重复次数n产生第一驱动信号和第二驱动信号，其中，第一驱动信号用于控制第一开关管的导通与关断，第二驱动信号用于控制第二开关管的导通与关断。
19.可选地，所述开关电路还包括：第一电容，与所述第一开关管并联；第二电容，与所述第二开关管并联。
20.可选地，所述谐振电路包括：变压器，包括原边绕组，副边绕组和辅助绕组；谐振电感，一端与所述变压器的原边绕组的第一端连接，另一端与桥臂中点连接；谐振电容，一端与所述变压器的原边绕组的第二端连接，另一端接地；励磁电感，与所述变压器的原边绕组并联。
21.可选地，所述副边整流电路包括：整流二极管和输出电容，其中，整流二极管的阳极与副边绕组的第二端连接，阴极与输出电容的正极与连接，输出电容的负极与副边绕组的第一端连接。
22.根据本发明的再一方面，提供一种非对称半桥反激开关电源的控制方法，所述非对称半桥反激开关电源包括第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和所述第二开关管串联组成桥臂，在每个控制周期内，所述控制方法包括：步骤一：所述第二开关管导通，所述
第二开关管导通时间为第一导通时间；步骤二：在所述第一导通时间后，所述第一开关管和第二开关管都关断，且关断时间为第一关断时间；步骤三：在所述第一关断时间后，所述第一开关管导通，且导通时间为第二导通时间；在所述第二导通时间后，所述第一开关管和第二开关管都关断，且关断时间为第二关断时间；在所述第二关断时间后，所述第二开关管导通，且导通时间为第三导通时间；在所述第三导通时间后，所述第一开关管和第二开关管都关断，且关断时间为第三关断时间；执行n次步骤三，其中，n为正整数；步骤四：所述第一开关管和第二开关管继续关断，且关断时间为第四关断时间。
23.可选地，所述第四关断时间可调节。
24.可选地，根据反馈信号调节所述第四关断时间。
25.可选地，根据反馈信号调节所述步骤三的重复次数n。
26.可选地，所述控制方法包括对连续的多个所述控制周期进行控制。
27.可选地，当连续m个控制周期的控制周期时间均大于第一周期基准时，所述控制周期内第一开关管和第二开关管交替导通的次数n＝n-1，n、m均为正整数。
28.可选地，当连续m个控制周期的控制周期时间均小于第二周期基准时，所述控制周期内第一开关管和第二开关管交替导通的次数n＝n+1，n、m均为正整数。
29.可选地，所述第一周期基准大于所述第二周期基准。
30.可选地，所述第一导通时间为预设导通时间。
31.可选地，所述反馈信号表征所述非对称半桥反激开关电源的副边整流电路的输出电压。
32.本技术提供的非对称半桥反激开关电源及其控制电路和控制方法，控制逻辑模块根据反馈信号fb产生第一驱动信号和第二驱动信号，同时根据反馈信号fb产生第四关断时间并调节第四关断时间的持续时间。当输出功率降低时，通过控制第四关断时间增加，可以降低工作频率。
33.进一步地，本技术的非对称半桥反激开关电源及其控制电路和控制方法中，在进入一个控制周期前，由于其桥臂中点电压hb电压震荡且电压未知，如若先开通第一开关管q1则会出现硬开通，因此进入一个控制周期时，首先开通第二开关管预设导通时间，使得谐振负电流更大；而后关闭第一、第二开关管预设关断时间，桥臂中点电压线性上升到最大值，使得第一开关管两端电压接近于零；从而保证第一开关管开通是在零电压开通，进而降低开通损耗，避免了负载较轻情况下的硬开通的情况。
34.进一步地，控制电路根据反馈信号在一个控制周期结束后，采样当前控制周期的时间大小tw，并与第一周期基准ta和/或第二周期基准tb进行比较，根据比较结果决定一个控制周期内第一开关管q1和第二开关管q2交替导通的次数n。具体地，当输出功率降低时，通过控制第四关断时间增加，可以降低工作频率，同时减少一个控制周期内第一开关管q1和第二开关管q2交替导通的次数n，则可以避免出现较低的频率导致的音频噪声。
35.进一步地，本技术的控制方法通过增加第一开关管q1和第二开关管q2交替导通的次数n，可以提高开关频率，在一个较长的控制周期中只需要进行一次控制周期开始时的软开通的激发，降低了开关管的损耗。
附图说明
36.通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
37.图1示出了根据本发明实施例的非对称半桥反激开关电源的示意图；
38.图2示出了根据本发明实施例的非对称半桥反激开关电源的控制电路的电路简图；
39.图3示出了根据本发明实施例的非对称半桥反激开关电源的控制方法的流程图；
40.图4示出了根据本发明实施例的非对称半桥反激开关电源的控制方法的控制波形图。
具体实施方式
41.以下将参照附图更详细地描述本发明。在各个附图中，相同的元件采用类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。此外，可能未示出某些公知的部分。
42.在下文中描述了本发明的许多特定的细节，例如器件的结构、材料、尺寸、处理工艺和技术，以便更清楚地理解本发明。但正如本领域的技术人员能够理解的那样，可以不按照这些特定的细节来实现本发明。
43.本发明可以各种形式呈现，以下将描述其中一些示例。
44.图1示出了根据本发明实施例的非对称半桥反激开关电源的电路简图。
45.参考图1，本技术的非对称半桥反激开关电源包括：开关电路110，谐振电路120，副边整流电路130以及控制电路200。
46.其中，开关电路110包括第一开关管q1，第二开关管q2，第一电容c1和第二电容c2。在该实施例中，第一开关管q1和第二开关管q2串联连接成桥臂，第一开关管q1和第二开关管q2之间的中间节点作为桥臂的中点。
47.根据开关电路110中第一开关管q1和第二开关管q2与谐振电路120的连接方式，开关电路110包括两种，一种为第一开关管q1作为上开关管，第二开关管q2作为下开关管，如图1所示；另一种为第二开关管q2作为上开关管，第一开关管q1作为下开关管。两种电路工作原理基本相同，只是绕组位置不同。在本技术中，以下将根据图1所示的实施例进行进一步地说明。
48.开关电路110中第一开关管q1的漏极与输入电压vin输入端连接，第一开关管q1的栅极与控制电路200的第一输出端连接；第二开关管q2的漏极与第一开关管q1的源极连接，第二开关管q2的源极与参考地连接，第二开关管q2的栅极与控制电路200的第二输出端连接。此外，第一开关管q1和第二开关管q2串联，第一电容c1作为第一开关管q1的结电容，第二电容c2作为第二开关管q2的结电容。在同一控制周期内，第一开关管q1和第二开关管q2分时的导通以将输入电压vin自变压器的原边部分传递至副边部分。在该实施例中，第一开关管q1和第二开关管q2均为nmos场效应晶体管。
49.谐振电路120包括：谐振电容cr，谐振电感lr，励磁电感lm以及变压器t1。其中，变压器t1包括原边绕组np，副边绕组ns以及辅助绕组na。谐振电容cr的一端与变压器t1的原边绕组np的第二端连接，另一端与参考地连接；谐振电感lr的一端与第二开关管q2的漏极
连接，另一端与原边绕组np的第一端连接；励磁电感lm与变压器t1的原边绕组np并联。具体地，开关电路110的桥臂中点经由谐振电感lr与变压器t1的原边绕组np的第一端连接。原边绕组np、副边绕组ns以及辅助绕组na的第一端例如为同名端，第二端例如为异名端。
50.副边整流电路130包括：整流二极管d1和输出电容co。其中，整流二极管d1的阳极与副边绕组ns的第二端连接，阴极与非对称半桥反激开关电源的输出端连接；输出电容co的正极与非对称半桥反激开关电源的输出端连接，负极与参考地连接，同时，副边绕组ns的第一端也与参考地连接。进一步地，非对称半桥反激开关电源的输出端与负载连接，负载接收非对称半桥反激开关电源转换的电能(例如电压和电流)。副边整流电路130的输出端输出表征输出信号的反馈信号。在其他实施例中，副边整流电路130的输出端也可以输出表征输出电流的电流反馈信号io。
51.在一些实施例中，非对称半桥反激开关电源的电能在达到负载之前还经过有滤波器。在一些实施例中，滤波器是非对称半桥反激开关电源的子部件、非对称半桥反激开关电源的外部部件、和/或负载的子部件。在任何情况下，负载可以使用来自非对称半桥反激开关电源的已滤波或未滤波的电能来执行功能。可选地，负载可以包括但不限于，计算设备和相关部件，例如微处理器、电气部件、电路、膝上型计算机、台式计算机、平板计算机、移动电话、电池、扬声器、照明单元、汽车/船舶/航空/火车的相关部件、马达、变压器、或从反激变换器接收电压或电流的任何其他类型的电气设备和/或电路。
52.控制电路200与开关电路110连接，用于根据反馈信号fb产生控制第一开关管q1和第二开关管q2导通与关断的驱动信号。
53.在本实施例中，控制电路200用于根据反馈信号fb产生第一驱动信号hg和第二驱动信号lg，第一驱动信号hg和第二驱动信号lg中控制第一开关管q1和第二开关管q2产生第四关断时间；进一步地，第四关断时间影响反馈信号fb。其中，第一驱动信号hg用于控制第一开关管q1的导通与关断，第二驱动信号lg用于控制第二开关管q2的导通与关断。
54.具体地，参考图2，控制电路200包括控制逻辑模块210以及驱动模块220。其中，控制逻辑模块210与驱动模块220连接。所述控制逻辑模块210用于根据反馈信号产生第一控制信号和第二控制信号；驱动模块220用于根据所述第一控制信号和第二控制信号产生第一驱动信号和第二驱动信号，所述第一驱动信号控制所述第一开关管，所述第二驱动信号控制所述第二开关管。
55.在该实施例中，控制逻辑模块210的输入端与反馈信号fb连接，输出端与驱动模块220连接。在其他实施例中，控制逻辑模块210还可以经由多个输入端接收多个反馈信号fb。反馈信号fb例如可以表征输入电压或输出电压。在该实施例中，在该实施例中，反馈信号fb表征开关电源的输出电压。在其他实施例中，反馈信号fb还可以表征开关电源的输入电压信息。
56.控制逻辑模块210根据反馈信号fb，产生第四关断时间toff4及一个控制周期内第一开关管q1和第二开关管q2交替导通的次数n，从而依据第四关断时间toff4及一个控制周期内第一开关管q1和第二开关管q2交替导通的次数n，输出下一控制周期的控制开关管q1动作的第一控制信号和控制开关管q2动作的第二控制信号。
57.在其他实施例中，控制逻辑模块210可以包括一个或更多个逻辑电路、一个或更多个专用集成电路(asic)、一个或更多个处理器和/或其他控制电路。在处理器的情况下，这
些处理器可以由可以设置在有形存储介质上的相应的计算机程序进行编程。
58.驱动模块220与控制逻辑模块210连接，用于增强控制逻辑模块210输出的第一控制信号和第二控制信号的驱动能力，即，根据第一控制信号和第二控制信号输出第一驱动信号hg和第二驱动信号lg，驱动第一开关管q1和第二开关管q2的导通和关断。
59.在本实施例中，当第一控制信号有效时，第一驱动信号hg有效，第一开关管q1导通；当第一控制信号无效时，第一驱动信号hg无效，第一开关管q1关断。当第二控制信号有效时，第二驱动信号lg有效，第二开关管q2导通；当第二控制信号无效时，第二驱动信号lg无效，第二开关管q2关断。
60.在本技术的实施例中，当与开关电源耦接的负载值减小时，控制逻辑模块210通过减小一个控制周期内第一开关管q1和第二开关管q2交替导通的次数n，或者增大第四关断时间toff4，从而实现开关电源的输出功率减小以适应负载值的变化。
61.反之，当与开关电源耦接的负载值增大时，控制逻辑模块210通过增大一个控制周期内第一开关管q1和第二开关管q2交替导通的次数n，或者减小第四关断时间toff4，从而实现开关电源的输出功率增大以适应负载值的变化。
62.具体地，在该实施例中，当与开关电源耦接的负载值小于等于预设的负载阈值时，随着负载值的继续降低，工作频率开始增加，非对称半桥反激开关电源的控制电路200通过控制第四关断时间toff4随着负载值的继续降低而升高，从而降低工作频率并减小输出功率；而为了避免工作频率降到太低的情况，非对称半桥反激开关电源的控制电路200通过控制一个控制周期内第一开关管q1的导通次数n随着负载值的降低而减小，避免出现较低的工作频率导致的音频噪声。
63.即在负载值小于等于预设的负载阈值且负载值减小的过程中，非对称半桥反激开关电源的控制电路200通过增加第一开关管q1的第四关断时间toff4，从而降低非对称半桥反激开关电源的工作频率和减小输出功率，通过减小控制周期内第一开关管q1的导通次数n防止非对称半桥反激开关电源的频率降太低，避免出现较低的频率导致的音频噪声。
64.而当负载值超过预设的负载阈值时，随着负载值的降低，第一开关管q1的导通时间ton降低，第一开关管q1的第四关断时间不变，第一开关管q1的工作周期个数n也不变。这一阶段，通过控制减小开关管的导通时间，从而保持非对称半桥反激开关电源的频率和输出功率不变，直到负载值降到预设的负载阈值后，第一开关管q1的导通时间ton不再变化。
65.在该实施例中，预设的负载阈值即为一个分界线，在没有达到预设的负载阈值前，第一开关管q1的导通时间ton保持不变；第四关断时间toff4随着负载值的增大而降低；一个控制周期内第一开关管q1的导通次数n随着负载值的增加而增加。
66.进一步地，在该实施例中，当反馈信号fb的频率低于预设频率值时，产生第四关断时间。预设频率值根据非对称半桥反激开关电源的输出电压进行调节。
67.在本技术中，图2所示出的非对称半桥反激开关电源的控制电路200可以保证第一开关管q1在零电压情况下开通，从而降低开通损耗。
68.进一步地，控制电路200根据反馈信号fb调节一个控制周期内第一开关管q1和/或第二开关管q2的导通次数n(n为正整数)。
69.在该实施例中，控制电路200中的控制逻辑模块210用于根据反馈信号fb获取每个控制周期的时间tw并与第一周期基准ta和第二周期基准tb进行比较以获得比较信号，逻辑
控制模块210根据比较信号调节一个控制周期内第一开关管q1和/或第二开关管q2导通的次数n。
70.具体地，当连续m个控制周期的时间tw均大于第一周期基准ta时，控制周期内第一开关管q1导通的次数或第一开关管q1和第二开关管q2交替导通的次数n＝n-1(n、m均为正整数)；当连续m个控制周期的时间tw均小于第二周期基准tb时，控制周期内第一开关管q1导通的次数或第一开关管q1和第二开关管q2交替导通的次数n＝n+1(n、m均为正整数)。第一周期基准ta大于第二周期基准tb。
71.图3示出了根据本发明实施例的非对称半桥反激开关电源的控制方法的流程图；图4示出了根据本发明实施例的非对称半桥反激开关电源的控制方法的波形图。以下将结合图1至图4对本技术的非对称半桥反激开关电源进行一个控制周期内的逻辑控制的描述。
72.参考图3，本发明实施例的非对称半桥反激开关电源的控制方法包括对连续的多个控制周期进行控制，其中，一个控制周期内的控制方法如下：
73.步骤s10：第二开关管导通，且导通时间为第一导通时间。
74.在该实施例中，参考图4，hg为第一驱动信号，用于控制第一开关管q1的导通与关断；lg为第二驱动信号，用于控制第二开关管q2的导通与关断，第一驱动信号hg和第二驱动信号lg例如为高电平有效；ilr/ilm为电感电流；hb为第一开关管q1和第二开关管q2组成的桥臂的中点电压。
75.在该步骤中，参考图4中的t0-t1时间段。在t0时刻，第一驱动信号hg为低电平，第一开关管q1关断；第二驱动信号lg为高电平，第二开关管q2导通。同时，桥臂中点电压hb为0，电感电流ilr/ilm位于0电流附近。
76.在t0-t1时间段内，非对称半桥反激开关电源的副边部分中，整流二极管d1正向导通，变压器t1的原边中存储的能量开始向副边释放，电感电流ilr/ilm线性下降，桥臂中点电压hb保持为0。由于电感电流ilr/ilm在t0时刻位于0电流附近，因此第二开关管q2导通后，在t0-t1时间段内，电感电流ilr/ilm不仅下降为负，还反向增大。
77.在该实施例中，第二开关管q2在第一开关管q1导通前的第一导通时间ton1为预设导通时间，以使电感电流ilr/ilm反向增大，从而为第一开关管q1的零电压导通做准备。因此，预设导通时间可以根据具体电路结构进行设置。
78.在该实施例中，预设导通时间例如参考图4中的t0-t1时间段。
79.步骤s20：第一开关管和电容开关管均关断，且关断时间为第一关断时间。
80.在该步骤中，参考图4中的t1-t2时间段。在t1时刻，第一驱动信号hg为低电平，第一开关管q1保持关断；第二驱动信号lg变为低电平，第二开关管q2关断，同时，在t1时刻，电感电流ilr/ilm为负电流。
81.在t1-t2时间段内，第一开关管q1和第二开关管q2均为关断状态。在该时间段内，桥臂中点电压hb迅速升高，最终接近于输入电压vin，使得第一开关管q1源漏两端的电压差减小。
82.在该实施例中，第二开关管q2导通第一导通时间ton1(预设导通时间)后，第一开关管q1和第二开关管q2均关断达到第一关断时间toff1，使得桥臂中点电压hb迅速升高，从而实现第一开关管q1的零电压导通。
83.在该实施例中，第一开关管q1和第二开关管q2的第一关断时间toff1例如为预设
关断时间，以使桥臂中点电压hb迅速升高到接近于输入电压vin，从而为第一开关管q1的零电压导通做准备。因此，预设关断时间可以根据具体电路结构进行设置。
84.在该实施例中，预设关断时间例如参考图4中的t1-t2时间段。
85.步骤s30：第一开关管导通，且导通时间为第二导通时间。
86.在该步骤中，参考图4中的t2-t3时间段。在t2时刻，第一驱动信号hg变为高电平，第一开关管q1导通；第二驱动信号lg仍为低电平，第二开关管q2保持关断，同时，由于桥臂中点电压hb已经升高到与输入电压vin相同，使得第一开关管q1可以零电压开通。
87.在t2-t3时间段内，输入电压vin给变压器t1的绕组充能，电感电流ilr/ilm开始上升。
88.在该实施例中，第二导通时间ton2例如参考图4中的t2-t3时间段。
89.步骤s40：在第一开关管和第二开关管均关断，且关断时间为第二关断时间。
90.在该步骤中，参考图4中的t3-t4时间段。在t3时刻，第一驱动信号hg变为低电平，第一开关管q1关断；第二驱动信号lg为低电平，第二开关管q2保持关断，同时，桥臂中点电压hb开始下降。
91.在t3-t4时间段内，桥臂中点电压hb迅速下降，最终接近于参考地，使得第二开关管q2源漏两端的电压差减小。此外，电感电流ilr/ilm谐振向下。
92.在该实施例中，第二关断时间toff2例如参考图4中的t3-t4时间段。
93.步骤s50：第二开关管导通，且导通时间为第三导通时间。
94.在该步骤中，参考图4中的t4-t5时间段。在t4时刻，第一驱动信号hg为低电平，第一开关管q1保持关断；第二驱动信号lg变为高电平，第二开关管q2导通，同时，电感电流ilr/ilm开始下降。
95.在t4-t5时刻内，电感电流ilr/ilm下降，直至变为零电流；变压器t1中的原边绕组np向副边绕组ns传递能量，副边绕组ns两端的过零检测电压zcd从负值开始上升，直到到达最大值。
96.在该实施例中，第三导通时间ton3例如参考图4中的t4-t5时间段。第一开关管q1的第二导通时间ton2例如小于第二开关管q2的第三导通时间ton3。在其他实施例中，第一开关管q1的第二导通时间ton2也可以等于第二开关管q2的第三导通时间ton3。
97.步骤s60：第一开关管和第二开关管均关断，且关断时间为第三关断时间。
98.在该步骤中，参考图4中的t5-t6时间段。在t5时刻，第一驱动信号hg为低电平，第一开关管q1保持关断；第二驱动信号lg变为低电平，第二开关管q2关断，同时，电感电流ilr/ilm为零电流，桥臂中点电压hb开始上升。
99.在t5-t6时间段内，桥臂中点电压hb迅速升高，最终接近于输入电压vin，使得第一开关管q1源漏两端的电压差减小，电感电流ilr/ilm反向增大。
100.在该实施例中，第三关断时间toff3例如参考图4中的t5-t6时间段。第一开关管q1的第二关断时间toff2例如等于第二开关管q2的第三关断时间toff3。在其他实施例中，第一开关管q1的第二关断时间toff2也可以不等于第二开关管q2的第三关断时间toff3。
101.步骤s70：重复s30-s60，直至第二开关管导通第三导通时间n次。
102.在该步骤中，重复步骤s30-s60的开关动作n-1次，直到第二开关管导通第二导通时间ton2的次数为n次。
103.在该实施例中，参考图4中的t2-t6时间段，在此期间第二开关管导通第二导通时间ton2的次数为1；重复t2-t6时间段共n次，如图4中的t2-t8时间段。
104.步骤s80：第一开关管和第二开关管均关断，且关断时间为第四关断时间。
105.在该步骤中，参考图4中的t8-t9时间段。在t8时刻，第一驱动信号hg为低电平，第一开关管q1保持关断；第二驱动信号lg为低电平，第二开关管q2保持关断。即在t8-t9时间段，第一开关管q1和第二开关管q2均关断，且关断时间为第四关断时间toff4。
106.在t8-t9时间段内，第一开关管q1的结电容c1、第二开关管q2的结电容c2、谐振电容cr、谐振电感lr、励磁电感lm和原边绕组np发生谐振，并在第一开关管q1的源漏极之间、以及辅助绕组na两端产生谐振波形。
107.在该实施例中，由于第四关断时间与负载值有关，因此不同控制周期tw(参考图4中所示的tw为一个控制周期，一个控制周期中第一开关管q1和第二开关管q2交替导通n次)的第四关断时间可以不同。例如可以直接根据负载值调节第四关断时间toff4；也可以根据反馈信号fb来调节第四关断时间toff4的大小，此时反馈信号fb例如包括输出电流和/或输出电压。此外，当反馈信号fb的驱动频率小于阈值时，产生所述第四关断时间。
108.进一步地，非对称半桥反激开关电源的控制方法中，还包括用于调节控制周期tw内第一开关管q1和第二开关管q2交替导通次数n的的控制方法，其内容包括：
109.步骤s110：采样控制周期的时间tw。
110.在该步骤中，非对称半桥反激开关电源的控制电路中，计数计时单元根据反馈信号fb采样获得每个控制周期的时间tw。
111.步骤s120：判断连续m个控制周期的时间tw与第一周期基准ta和第二周期基准tb的大小。
112.在该步骤中，将连续m个控制周期的时间tw分别与第一周期基准ta和第二周期基准tb进行比较并获得比较结果。
113.在该实施例中，第一周期基准ta大于第二周期基准tb，且第一周期基准ta位于控制周期的最大工作周期附近，以决定控制周期的最小频率，进而防止非对称半桥反激开关电源进入音频。
114.步骤s130：控制周期时间tw均大于第一周期基准ta，控制周期内第一开关管的导通次数为n＝n-1。
115.步骤s140：控制周期时间tw均小于第二周期基准tb，控制周期内第一开关管的导通次数为n＝n+1。
116.在该实施例中，一个控制周期tw内第一开关管q1和第二开关管q2交替导通次数n与第四关断时间的持续时间有关。具体地，负载减小时，需要增加第四关断时间以降低工作频率，同时减小一个控制周期tw内第一开关管q1和第二开关管q2交替导通次数n以避免工作频率过度降低导致的音频噪声。
117.本技术的开关电源的控制方法不限制于图2所示的非对称反激开关电源，此控制方法也可适用于其它非对称反激开关电源拓扑，例如，当变压器的初级绕组耦接在输入电压vin和桥臂中点之间时，上开关管与下开关管的控制互换。
118.本技术提供的非对称半桥反激开关电源及其控制电路和控制方法，控制逻辑模块根据反馈信号fb产生第一驱动信号和第二驱动信号，同时根据反馈信号fb产生第四关断时
间并调节第四关断时间的持续时间。当控制周期的时间tw的大小在第二周期基准tb和第一周期基准ta之间时，当输出功率降低，通过控制第四关断时间增加，可以降低工作频率；当输出功率增加，通过控制第四关断时间减小，可以提高工作频率。
119.进一步地，控制电路根据反馈信号在一个控制周期结束后，采样当前控制周期的时间大小tw，并与第一周期基准ta和/或第二周期基准tb进行比较，根据比较结果决定一个控制周期内第一开关管q1和第二开关管q2交替导通的次数n。具体地，当输出功率降低时，且控制周期的时间tw的大小大于第一周期基准ta时，减少一个控制周期内第一开关管q1和第二开关管q2交替导通的次数n，则可以避免出现较低的频率导致的音频噪声。具体地，当输出功率增加时，且控制周期的时间tw的大小小于第二周期基准tb时，增加一个控制周期内第一开关管q1和第二开关管q2交替导通的次数n，以提高输出功率。
120.进一步地，本技术的非对称半桥反激开关电源及其控制电路和控制方法中，在进入一个控制周期前，由于其桥臂中点电压hb电压震荡且电压未知，如若先开通第一开关管q1则会出现硬开通，因此进入一个控制周期时，首先开通第二开关管预设导通时间，使得谐振负电流更大；而后关闭第一、第二开关管预设关断时间，桥臂中点电压线性上升到最大值，使得第一开关管两端电压接近于零；从而保证第一开关管开通是在零电压开通，进而降低开通损耗，避免了负载较轻情况下的硬开通情况。
121.进一步地，本技术的控制方法通过增加第一开关管q1和第二开关管q2交替导通的次数n，可以提高开关频率，在一个较长的控制周期中只需要进行一次控制周期开始时的软开通的激发，降低了开关管的损耗。
122.应当说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
123.依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

技术特征：
1.一种非对称半桥反激开关电源的控制电路，其特征在于，所述非对称半桥反激开关电源包括第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和所述第二开关管串联组成桥臂，所述控制电路包括：控制逻辑模块，根据反馈信号产生第一控制信号和第二控制信号；驱动模块，根据所述第一控制信号和第二控制信号产生第一驱动信号和第二驱动信号，所述第一驱动信号控制所述第一开关管，所述第二驱动信号控制所述第二开关管；所述控制逻辑模块，被配置为在每个控制周期内：步骤一：所述第二开关管导通，所述第二开关管导通时间为第一导通时间；步骤二：在所述第一导通时间后，所述第一开关管和第二开关管都关断，且关断时间为第一关断时间；步骤三：在所述第一关断时间后，所述第一开关管导通，且导通时间为第二导通时间；在所述第二导通时间后，所述第一开关管和第二开关管都关断，且关断时间为第二关断时间；在所述第二关断时间后，所述第二开关管导通，且导通时间为第三导通时间；在所述第三导通时间后，所述第一开关管和第二开关管都关断，且关断时间为第三关断时间；执行n次步骤三，其中，n为正整数；步骤四：所述第一开关管和第二开关管继续关断，且关断时间为第四关断时间。2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第四关断时间可调节。3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，当所述第一控制信号有效时，所述第一驱动信号有效，所述第一开关管导通；当所述第一控制信号无效时，所述第一驱动信号无效，所述第一开关管关断；当所述第二控制信号有效时，所述第二驱动信号有效，所述第二开关管导通；当所述第二控制信号无效时，所述第二驱动信号无效，所述第二开关管关断。4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制逻辑模块根据反馈信号调节所述第四关断时间。5.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，所述控制逻辑模块根据反馈信号调节所述步骤三的重复次数n。6.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制逻辑模块配置为对连续多个所述控制周期进行控制。7.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，当连续m个控制周期的时间均大于第一周期基准时，所述控制周期内第一开关管和第二开关管交替导通的次数n＝n-1，n、m均为正整数。8.根据权利要求7所述的控制电路，其特征在于，当连续m个控制周期的时间均小于第二周期基准时，所述控制周期内第一开关管和第二开关管交替导通的次数n＝n+1，n、m均为正整数。9.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述第一周期基准大于所述第二周期基准。10.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第一导通时间为预设导通时间。11.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述反馈信号表征所述非对称半桥
反激开关电源的副边整流电路的输出电压。12.一种非对称半桥反激开关电源，其特征在于，包括：主电路，包括开关电路，谐振电路和副边整流电路，其中，所述开关电路包括第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和所述第二开关管串联组成桥臂，所述桥臂的中点与所述谐振电路连接；如权利要求1-11中任一项所述的控制电路，用于根据反馈信号调节第四关断时间和/或重复次数n，根据第四关断时间和重复次数n产生第一驱动信号和第二驱动信号，其中，第一驱动信号用于控制第一开关管的导通与关断，第二驱动信号用于控制第二开关管的导通与关断。13.根据权利要求12所述的非对称半桥反激开关电源，其特征在于，所述开关电路还包括：第一电容，与所述第一开关管并联；第二电容，与所述第二开关管并联。14.根据权利要求12所述的非对称半桥反激开关电源，其特征在于，所述谐振电路包括：变压器，包括原边绕组，副边绕组和辅助绕组；谐振电感，一端与所述变压器的原边绕组的第一端连接，另一端与桥臂中点连接；谐振电容，一端与所述变压器的原边绕组的第二端连接，另一端接地；励磁电感，与所述变压器的原边绕组并联。15.根据权利要求12所述的非对称半桥反激开关电源，其特征在于，所述副边整流电路包括：整流二极管和输出电容，其中，整流二极管的阳极与副边绕组的第二端连接，阴极与输出电容的正极与连接，输出电容的负极与副边绕组的第一端连接。16.一种非对称半桥反激开关电源的控制方法，其特征在于，所述非对称半桥反激开关电源包括第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和所述第二开关管串联组成桥臂，在每个控制周期内，所述控制方法包括：步骤一：所述第二开关管导通，所述第二开关管导通时间为第一导通时间；步骤二：在所述第一导通时间后，所述第一开关管和第二开关管都关断，且关断时间为第一关断时间；步骤三：在所述第一关断时间后，所述第一开关管导通，且导通时间为第二导通时间；在所述第二导通时间后，所述第一开关管和第二开关管都关断，且关断时间为第二关断时间；在所述第二关断时间后，所述第二开关管导通，且导通时间为第三导通时间；在所述第三导通时间后，所述第一开关管和第二开关管都关断，且关断时间为第三关断时间；执行n次步骤三，其中，n为正整数；步骤四：所述第一开关管和第二开关管继续关断，且关断时间为第四关断时间。17.根据权利要求16所述的控制方法，其特征在于，所述第四关断时间可调节。18.根据权利要求16所述的控制方法，其特征在于，根据反馈信号调节所述第四关断时间。
19.根据权利要求18所述的控制方法，其特征在于，根据反馈信号调节所述步骤三的重复次数n。20.根据权利要求16所述的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括对连续的多个所述控制周期进行控制。21.根据权利要求19所述的控制方法，其特征在于，当连续m个控制周期的控制周期时间均大于第一周期基准时，所述控制周期内第一开关管和第二开关管交替导通的次数n＝n-1，n、m均为正整数。22.根据权利要求21所述的控制方法，其特征在于，当连续m个控制周期的控制周期时间均小于第二周期基准时，所述控制周期内第一开关管和第二开关管交替导通的次数n＝n+1，n、m均为正整数。23.根据权利要求22所述的控制方法，其特征在于，所述第一周期基准大于所述第二周期基准。24.根据权利要求16所述的控制方法，其特征在于，所述第一导通时间为预设导通时间。25.根据权利要求16所述的控制方法，其特征在于，所述反馈信号表征所述非对称半桥反激开关电源的副边整流电路的输出电压。

技术总结
本申请公开了一种非对称半桥反激开关电源及其控制电路和控制方法，控制电路包括：控制逻辑模块，根据反馈信号产生第一控制信号和第二控制信号；驱动模块，根据所述第一控制信号和第二控制信号产生第一驱动信号和第二驱动信号，所述第一驱动信号控制所述第一开关管，所述第二驱动信号控制所述第二开关管。本申请提供的非对称半桥反激开关电源及其控制电路和控制方法，通过调节每个控制周期内的第四关断时间以调节输出功率变化导致的工作频率问题，同时第二开关管先导通，使得第一开关管可以零电压导通，避免了负载较轻情况下的硬开通情况，同时降低了开关损耗。同时降低了开关损耗。同时降低了开关损耗。


技术研发人员：陈华捷 丁庆 刘子安 郭瑭瑭 夏原野
受保护的技术使用者：杭州士兰微电子股份有限公司
技术研发日：2023.04.25
技术公布日：2023/8/13