扩大级联并网逆变器稳定运行范围的调制波混合控制策略

1.本发明属于电气工程领域的光伏发电技术，具体涉及一种扩大级联并网逆变器稳定运行范围的调制波混合控制策略。


背景技术：

2.单相级联并网逆变器因其具有模块化的结构，有着以下几个优点：易于灵活拓展电压等级和功率；各模块直流源相互独立，可实现组件级mppt，光伏利用率高；输出电压为多电平阶梯波，谐波含量低，滤波设计容易。因此成为光伏发电并网的一种新方案。然而，单相级联并网逆变器相互独立直流侧的光伏电池板可能受光照度不同，其功率电压输出特性发生变化，模块间的功率不均衡，功率相对较高的模块易发生过调制，给并网电流引入低频谐波。针对这个问题已有相关研究，文献“m.chen，y.jie，c.wang，g.li，l.qiu and w.zhong，
″
optimized reactive power control of module power imbalance of cascaded converter，
″
in ieee open journal of power e1ectronics，vol.3，pp.2-12，2022，doi：10.1109/0jpel.2021.3134958.”(m.chen，y.jie，c.wang，g.li，l.qiu and w.zhong，“级联变换器模块功率不平衡的无功优化控制”，载于ieee open journal of power electronics，第3卷，第2-12页，2022年，doi：10.1109/ojpel.2021.3134958.)提出无功补偿控制策略，通过补偿无功角，降低总调制电压幅值，从而避免hb过调制。但这种方法会向电网中注入无功功率，单相级联并网逆变器无法工作在单位功率因数，不符合并网要求。
3.文献“m.moosavi，g.farivar，h.iman-eini，and s.m.shekarabi，“a voltage balancing strategy with extended operating region for cascaded h-bridge converters，”ieee trans.power electron.，vol.29，no.9，pp.5044-5053，sep.2014”(m.moosavi，g.farivar，h.iman-eini，and s.m.shekarabi，“级联h桥变换器的扩展工作区电压平衡策略”，载于ieee transactions on power electronics，第29卷，第9期，第5044-5053页，2014年9月)提出混合调制策略，能够保证单位功率因数并网条件下，匹配光伏功率与模块的传输功率，避免过调制的发生。但与载波移相调制精确控制直流侧电压不同，混合调制策略难以精确控制各模块的直流侧电压，不利于mppt的实现，且随着输入功率差异的进一步扩大，会损失光伏发电量。
4.文献“m.wang，x.zhang，t.zhao，m.ma，et al，
″
harmonic compensation strategy for single-phase cascaded h-bridge pv inverter under unbalanced power conditions，
″
ieee transactions on industrial electronics，vol.67，no.12，pp.10474-10484，dec.2020.”(m.wang，x.zhang，t.zhao，m.ma，etal，“不平衡功率条件下单相级联h桥光伏逆变器的谐波补偿策略”，载于ieee transactions on industrial electronics，第67卷，第12期，第10474-10484页，2020年12月)提出谐波补偿策略，能在保证单位功率因数并网和精确控制直流侧电压的条件下，实现光伏功率与模块传输功率的匹配，避免过调制的发生。然而，一方面注入谐波会向系统引入额外的谐波，另一方面随着输
入功率差异的进一步扩大，各单元的最大调制度超过1.273时，难以进一步应对。
5.综上所述，现有技术还存在以下问题：
6.1)采用基于无功补偿的功率均衡控制策略无法实现单位功率因数并网；
7.2)采用混合调制策略难以精确控制各模块的直流侧电压，不利于mppt的效率；
8.3)采用谐波补偿控制策略会引入谐波，且受限于调制度1.273的限制。


技术实现要素：

9.为克服上述方案的局限性，本发明提出一种扩大级联并网逆变器稳定运行范围的调制波混合控制策略，当出现光伏功率不均衡时，一不偏离单位功率因数运行，二能精确控制各模块的直流侧电压，三根据工况考虑谐波影响，并进一步提升了级联并网逆变器应对光伏功率不均衡程度的能力。
10.为解决本发明的技术问题，本发明提供了一种扩大级联并网逆变器稳定运行范围的调制波混合控制策略，所述级联并网逆变器为单相逆变器，包含n个相同的h桥单元，将n个h桥单元中的任一个h桥单元记为h桥单元hbj，j＝1，2，...，n，n为大于1的正整数；在每个h桥单元hbj的直流侧均并联一个电容cj和一块光伏组件pvj，n个h桥单元hbj的交流侧输出相互串联后，通过滤波电感ls并入电网；所述h桥单元hbj中包括4个具有反向并联二极管的开关管，分别记为开关管s
j1
、开关管s
j2
、开关管s
j3
和开关管s
j4
，开关管s
j1
与开关管s
j2
串联组成h桥单元hbj的a桥臂，开关管s
j3
与开关管s
j4
串联组成h桥单元hbj的b桥臂；
11.所述控制策略包括锁相控制、直流母线电压控制、并网电流控制、调制波生成控制和载波移相调制，步骤如下：
12.步骤1，锁相控制
13.采样电网电压vg，并将该电网电压vg经过锁相pll环节得到电网电压幅值v
gm
和电网电压相位角θ；
14.步骤2，直流母线电压控制
15.步骤2.1，对n个光伏组件pvj的输出电压进行采样，并记为直流电压v
dcj
，对n个光伏组件pvj的输出电流进行采样，并记为光伏电流i
pvj
；
16.步骤2.2，根据直流电压v
dcj
和光伏电流i
pvj
进行最大功率点跟踪控制，得到h桥单元hbj的最大功率点电压，将该h桥单元hbj的最大功率点电压作为h桥单元hbj的直流电压的参考值，并记作直流电压参考值
17.步骤2.3，将直流电压v
dcj
和直流电压参考值通过电压调节器进行控制，得到电压调节器输出ij，j＝1，2，...，n，表达式如下：
[0018][0019]
其中，k
vp
为电压调节器的比例系数，k
vi
为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子；
[0020]
步骤2.4，将直流电压v
dcj
和电压调节器输出ij相乘，得到h桥单元hbj的控制输出功率p
cj
，p
cj
＝v
dcj
ij；
[0021]
步骤2.5，采用延迟一拍的方法计算h桥单元hbj的基准功率p
bj
，其计算式为：
[0022][0023]
其中，v
r’为上一个控制周期逆变器的总调制电压幅值，p
j’为上一控制周期h桥单元hbj的选择功率；
[0024]
步骤2.6，根据h桥单元hbj的控制输出功率p
cj
与h桥单元hbj的基准功率p
bj
之间的关系，生成h桥单元hbj的选择功率pj，表达式如下：
[0025][0026]
步骤3，并网电流控制
[0027]
步骤3.1，采用延迟一拍的方法计算n个h桥单元功率之和pz，计算式如下：
[0028][0029]
步骤3.2，根据n个h桥单元功率之和pz和电网电压幅值v
gm
，计算并网电流d轴分量参考值i
dref
，i
dref
＝2pz/v
gm
；
[0030]
步骤3.3，采样并网电流ig，并对该并网电流ig进行sogi运算得到并网电流α轴分量i
α
和并网电流β轴分量iβ，再经过αβ/dq变换得到并网电流d轴分量id和并网电流q轴分量iq，计算公式如下：
[0031][0032]
步骤3.4，令并网电流q轴分量参考值i
qref
＝0，将并网电流d轴分量参考值i
dref
和并网电流d轴分量id通过电流调节器控制，并将电网电压幅值v
gm
前馈后，得到逆变器的d轴调制电压ud；将并网电流q轴分量参考值i
qref
和并网电流q轴分量iq通过电流调节器控制，得到逆变器的q轴调制电压uq，具体表达式如下：
[0033][0034]
其中，k
ip
为电流调节器的比例系数，k
ii
为电流调节器的积分系数；
[0035]
步骤3.5，根据逆变器的d轴调制电压ud和逆变器的q轴调制电压uq，计算逆变器的总调制电压幅值vr及其与电网电压的夹角δ，其计算式分别如下：
[0036][0037]
其中，arctan(uq/ud)表示uq/ud的反正切值；
[0038]
步骤4，调制波生成
[0039]
步骤4.1，计算h桥单元hbj的调制度mj，计算式如下：
[0040][0041]
在n个h桥单元中，mj＞1的h桥单元hbj为过调制单元，过调制单元均进入步骤4.2，mj≤1的h桥单元hbj为非过调制单元，非过调制单元均进入步骤4.3；将h桥单元hbj的调制电压记为m
rj
；
[0042]
步骤4.2，过调制单元调制波计算
[0043]
首先，判断n个h桥单元hbj的调制度mj中最大值max(mj)的范围：
[0044]
若max(mj)≤1.155，则
[0045]
若max(mj)＞1.155，按下式反解出h桥单元hbj的触发角后，再计算m
rj
：
[0046][0047][0048]
h桥单元hbj的补偿谐波hfj的计算式如下：
[0049]
hfj＝m
rj-mjcos(θ+δ)
[0050]
令所有未进入步骤4.2的h桥单元hbj的补偿谐波hfj均为0，计算所有过调制单元补偿的总谐波hf：
[0051][0052]
步骤4.3，非过调制单元调制波计算
[0053]
计算非过调制单元中的h桥单元hbj的注入反向谐波的裕度v
hoimax
，v
hojmax
＝1-mj；
[0054]
令所有未进入步骤4.3的h桥单元hbj的注入反向谐波的裕度v
hojmax
＝0，计算补偿给非过调制单元中的h桥单元hbj的谐波，并记为反向补偿谐波hoj，其计算式如下：
[0055]
[0056]
h桥单元hbj的调制电压m
rj
的计算式如下：
[0057]mrj
＝mjcos(θ+δ)+hoj[0058]
步骤5，根据步骤4中计算得到的h桥单元hbj的调制电压m
rj
，执行载波移相调制cpspwm，生成各个h桥单元hbj的开关信号，具体过程如下：
[0059]
步骤5.1，记h桥单元hbj的三角载波信号为v
carj
，该信号为周期信号，周期为1/f
car
，其中，f
car
为载波频率；
[0060]
h桥单元hb1的三角载波信号v
car1
在一个周期0≤t＜1/f
car
内的表达式如下：
[0061][0062]
步骤5.2，令h桥单元hbj的三角载波信号v
carj
滞后于前一个h桥单元hb
(j-1)
的三角载波信号v
car(j-1)
，滞后时间为1/(2nf
car
)；
[0063]
步骤5.3，将开关管s
j1
、开关管s
j2
、开关管s
j3
和开关管s
j4
的驱动信号分别记为驱动信号s
j1
、驱动信号s
j2
、驱动信号s
j3
和驱动信号s
j4
；
[0064]
令h桥单元hbj的开关管s
j1
和开关管s
j2
满足互补导通原则，开关管s
j3
和开关管s
j4
满足互补导通原则，且驱动信号s
j1
和驱动信号s
j3
的选择如下：
[0065][0066][0067]
通过上述方法分别生成各h桥单元hbj4个开关管的驱动信号s
j1
，s
j2
，s
j3
，s
j4
。
[0068]
本发明相对现有技术的有益效果是：
[0069]
1、当出现h桥单元的光伏功率不均衡时，系统能在单位功率因数运行，能够精确控制直流侧电压，保障了mppt效率，且根据工况考虑谐波影响，提升了并网电流质量。
[0070]
2、本发明进一步提升了级联并网逆变器应对光伏功率不均衡程度的能力。
附图说明
[0071]
图1是本发明实施例中的单相级联并网逆变器主电路拓扑结构。
[0072]
图2是本发明控制策略的控制框图。
[0073]
图3是图2中的混合调制波计算子模块的控制框图。
[0074]
图4是各h桥单元功率不均衡条件下，采用常规控制策略时的电网电压vg和并网电流ig仿真波形。
[0075]
图5是各h桥单元功率不均衡条件下，采用调制波混合控制策略时的电网电压vg和并网电流ig仿真波形。
[0076]
图6是本发明控制策略的流程图。
具体实施方式
[0077]
下面结合附图和实施例对本发明进行详细描述。
[0078]
图1是本发明实施例中的单相级联并网逆变器主电路拓扑结构。由该图可见，所述单相级联并网逆变器包含n个相同的h桥单元，将n个h桥单元中的任一个h桥单元记为h桥单元hbj，j＝1，2，...，n，n为大于1的正整数；在每个h桥单元hbj的直流侧均并联一个电容cj和一块光伏组件pvj，n个h桥单元hbj的交流侧输出相互串联后，通过滤波电感ls并入电网。
[0079]
具体的，每个h桥单元hbj包括4个具有反向并联二极管的开关管，分别记为开关管s
j1
，开关管s
j2
，开关管s
j3
和开关管s
j4
，其中开关管s
j1
的发射极与开关管s
j2
的集电极串联组成h桥单元hbj的a桥臂，且开关管s
j1
发射极和开关管s
j2
集电极的接点记为a桥臂中点ja，开关管s
j3
的发射极与开关管s
j4
的集电极串联组成h桥单元hbj的b桥臂，且开关管s
j3
发射极和开关管s
j4
集电极的接点记为b桥臂中点jb。h桥单元hb1的a桥臂中点1a与滤波电感ls串联后并到单相电网；h桥单元hbj的a桥臂中点ja与h桥单元hb
j-1
的b桥臂中点(j-1)b串联，h桥单元hbj的b桥臂中点jb与h桥单元hb
j+1
的a桥臂中点(j+1)a串联，h桥单元hbn的b桥臂中点nb接电网地端。
[0080]
在本实施例中，n＝5。
[0081]
图2是本发明实施例中的单相级联并网逆变器的系统控制框图。图3是本发明实施例中的单相级联并网逆变器的系统控制框图中混合调制波计算子模块，图6是本发明控制策略的流程图。由图2、图3和图6可见，本发明所述控制策略包括锁相控制、直流母线电压控制、并网电流控制、调制波生成控制和载波移相调制，步骤如下：
[0082]
步骤1，锁相控制
[0083]
采样电网电压vg，并将该电网电压vg经过锁相pll环节得到电网电压幅值v
gm
和电网电压相位角θ；
[0084]
步骤2，直流母线电压控制
[0085]
步骤2.1，对n个光伏组件pvj的输出电压进行采样，并记为直流电压v
dcj
，对n个光伏组件pvj的输出电流进行采样，并记为光伏电流i
pvj
；
[0086]
步骤2.2，根据直流电压v
dcj
和光伏电流i
pvj
进行最大功率点跟踪控制，得到h桥单元hbj的最大功率点电压，将该h桥单元hbj的最大功率点电压作为h桥单元hbj的直流电压的参考值，并记作直流电压参考值
[0087]
步骤2.3，将直流电压v
dcj
和直流电压参考值通过电压调节器进行控制，得到电压调节器输出ij，j＝1，2，...，n，表达式如下：
[0088][0089]
其中，k
vp
为电压调节器的比例系数，k
vi
为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子；
[0090]
步骤2.4，将直流电压v
dcj
和电压调节器输出ij相乘，得到h桥单元hbj的控制输出功率p
cj
，p
cj
＝v
dcj
ij；
[0091]
步骤2.5，采用延迟一拍的方法计算h桥单元hbj的基准功率p
bj
，其计算式为：
[0092][0093]
其中，v
r’为上一个控制周期逆变器的总调制电压幅值，p
j’为上一控制周期h桥单元hbj的选择功率；
[0094]
步骤2.6，根据h桥单元hbj的控制输出功率p
cj
与h桥单元hbj的基准功率p
bj
之间的关系，生成h桥单元hbj的选择功率pj，表达式如下：
[0095][0096]
步骤3，并网电流控制
[0097]
步骤3.1，采用延迟一拍的方法计算n个h桥单元功率之和pz，计算式如下：
[0098][0099]
步骤3.2，根据n个h桥单元功率之和pz和电网电压幅值v
gm
，计算并网电流d轴分量参考值i
dref
，i
dref
＝2pz/v
gm
；
[0100]
步骤3.3，采样并网电流ig，并对该并网电流ig进行sogi运算得到并网电流α轴分量i
α
和并网电流β轴分量i
β
，再经过αβ/dq变换得到并网电流d轴分量id和并网电流q轴分量iq，计算公式如下：
[0101][0102]
步骤3.4，令并网电流q轴分量参考值i
qref
＝0，将并网电流d轴分量参考值i
dref
和并网电流d轴分量id通过电流调节器控制，并将电网电压幅值v
gm
前馈后，得到逆变器的d轴调制电压ud；将并网电流q轴分量参考值i
qref
和并网电流q轴分量iq通过电流调节器控制，得到逆变器的q轴调制电压uq，具体表达式如下：
[0103][0104]
其中，k
ip
为电流调节器的比例系数，k
ii
为电流调节器的积分系数；
[0105]
步骤3.5，根据逆变器的d轴调制电压ud和逆变器的q轴调制电压uq，计算逆变器的总调制电压幅值vr及其与电网电压的夹角δ，其计算式分别如下：
[0106][0107]
其中，arctan(uq/ud)表示uq/ud的反正切值；
[0108]
步骤4，调制波生成
[0109]
步骤4.1，计算h桥单元hbj的调制度mj，计算式如下：
[0110][0111]
在n个h桥单元中，mj＞1的h桥单元hbj为过调制单元，过调制单元均进入步骤4.2，mj≤1的h桥单元hbj为非过调制单元，非过调制单元均进入步骤4.3；将h桥单元hbj的调制电压记为m
rj
；
[0112]
步骤4.2，过调制单元调制波计算
[0113]
首先，判断n个h桥单元hbj的调制度mj中最大值max(mj)的范围：
[0114]
若max(mj)≤1.155，则
[0115]
若max(mj)＞1.155，按下式反解出h桥单元hbj的触发角后，再计算m
rj
：
[0116][0117][0118]
h桥单元hbj的补偿谐波hfj的计算式如下：
[0119]
hfj＝m
rj-mjcos(θ+δ)
[0120]
令所有未进入步骤4.2的h桥单元hbj的补偿谐波hfj均为0，计算所有过调制单元补偿的总谐波hf：
[0121][0122]
步骤4.3，非过调制单元调制波计算
[0123]
计算非过调制单元中的h桥单元hbj的注入反向谐波的裕度v
hojmax
，v
hojmax
＝1-mj；
[0124]
令所有未进入步骤4.3的h桥单元hbj的注入反向谐波的裕度v
hojmax
＝0，计算补偿给非过调制单元中的h桥单元hbj的谐波，并记为反向补偿谐波hoj，其计算式如下：
[0125]
[0126]
h桥单元hbj的调制电压m
rj
的计算式如下：
[0127]mrj
＝mjcos(θ+δ)+hoj[0128]
步骤5，根据步骤4中计算得到的h桥单元hbj的调制电压m
rj
，执行载波移相调制cpspwm，生成各个h桥单元hbj的开关信号，具体过程如下：
[0129]
步骤5.1，记h桥单元hbj的三角载波信号为v
carj
，该信号为周期信号，周期为1/f
car
，其中，f
car
为载波频率；
[0130]
h桥单元hb1的三角载波信号v
car1
在一个周期0≤t＜1/f
car
内的表达式如下：
[0131][0132]
步骤5.2，令h桥单元hbj的三角载波信号v
carj
滞后于前一个h桥单元hb
(j-1)
的三角载波信号v
car(j-1)
，滞后时间为1/(2nf
car
)；
[0133]
步骤5.3，将开关管s
j1
、开关管s
j2
、开关管s
j3
和开关管s
j4
的驱动信号分别记为驱动信号s
j1
、驱动信号s
j2
、驱动信号s
j3
和驱动信号s
j4
；
[0134]
令h桥单元hbj的开关管s
j1
和开关管s
j2
满足互补导通原则，开关管s
j3
和开关管s
j4
满足互补导通原则，且驱动信号s
j1
和驱动信号s
j3
的选择如下：
[0135][0136][0137]
通过上述方法分别生成各h桥单元hbj4个开关管的驱动信号s
j1
，s
j2
，s
j3
，s
j4
。
[0138]
在本实施例中，取k
vp
＝5，k
vi
＝100，k
ip
＝1，k
ii
＝50。
[0139]
为了佐证本发明的效果，对本发明进行了仿真，并得到了图4和图5。
[0140]
图4是各h桥单元功率不均衡条件下，采用常规控制策略时的电网电压vg和并网电流ig仿真波形。其中，仿真时间0.6s前，五个h桥单元直流侧光伏电池板接收的光照强度分别为1000w/m2、1000w/m2、600w/m2、500w/m2和450w/m2，温度均为25℃，仿真时间0.6s后，五个h桥单元直流侧光伏电池板接收的光照强度分别为1000w/m2、1000w/m2、400w/m2、350w/m2和300w/m2，温度均为25℃。本实施例中，光伏组件在光照强度为1000w/m2，温度为25℃时，输出最大功率，最大功率为150w，最大功率点电压为33.2v。显然，当各h桥单元光伏电池板的光照强度不均衡时，将出现功率控制不匹配的情况，易发生过调制，引起并网电流波形畸变甚至振荡过流。
[0141]
图5与图4光伏电池板配置条件相同，光照强度改变设置相同，采用级联并网逆变器的调制波混合控制策略时电网电压vg和并网电流ig的仿真波形。可见并网电流波形质量较好，thd＝4.88％满足并网要求。

技术特征：
1.一种扩大级联并网逆变器稳定运行范围的调制波混合控制策略，所述级联并网逆变器为单相逆变器，包含n个相同的h桥单元，将n个h桥单元中的任一个h桥单元记为h桥单元hb
j
，j＝1，2，...，n，n为大于1的正整数；在每个h桥单元hb
j
的直流侧均并联一个电容c
j
和一块光伏组件pv
j
，n个h桥单元hb
j
的交流侧输出相互串联后，通过滤波电感l
s
并入电网；所述h桥单元hb
j
中包括4个具有反向并联二极管的开关管，分别记为开关管s
j1
、开关管s
j2
、开关管s
j3
和开关管s
j4
，开关管s
j1
与开关管s
j2
串联组成h桥单元hb
j
的a桥臂，开关管s
j3
与开关管s
j4
串联组成h桥单元hb
j
的b桥臂；其特征在于，所述控制策略包括锁相控制、直流母线电压控制、并网电流控制、调制波生成控制和载波移相调制，步骤如下：步骤1，锁相控制采样电网电压v
g
，并将该电网电压v
g
经过锁相pll环节得到电网电压幅值v
gm
和电网电压相位角θ；步骤2，直流母线电压控制步骤2.1，对n个光伏组件pv
j
的输出电压进行采样，并记为直流电压v
dcj
，对n个光伏组件pv
j
的输出电流进行采样，并记为光伏电流i
pvj
；步骤2.2，根据直流电压v
dcj
和光伏电流i
pvj
进行最大功率点跟踪控制，得到h桥单元hb
j
的最大功率点电压，将该h桥单元hb
j
的最大功率点电压作为h桥单元hb
j
的直流电压的参考值，并记作直流电压参考值步骤2.3，将直流电压v
dcj
和直流电压参考值通过电压调节器进行控制，得到电压调节器输出i
j
，j＝1，2，...，n，表达式如下：其中，k
vp
为电压调节器的比例系数，k
vi
为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子；步骤2.4，将直流电压v
dcj
和电压调节器输出i
j
相乘，得到h桥单元hb
j
的控制输出功率p
cj
，p
cj
＝v
dcj
i
j
；步骤2.5，采用延迟一拍的方法计算h桥单元hb
j
的基准功率p
bj
，其计算式为：其中，v
r’为上一个控制周期逆变器的总调制电压幅值，p
j’为上一控制周期h桥单元hb
j
的选择功率；步骤2.6，根据h桥单元hb
j
的控制输出功率p
cj
与h桥单元hb
j
的基准功率p
bj
之间的关系，生成h桥单元hb
j
的选择功率p
j
，表达式如下：步骤3，并网电流控制步骤3.1，采用延迟一拍的方法计算n个h桥单元功率之和p
z
，计算式如下：
步骤3.2，根据n个h桥单元功率之和p
z
和电网电压幅值v
gm
，计算并网电流d轴分量参考值i
dref
，i
dref
＝2p
z
/v
gm
；步骤3.3，采样并网电流i
g
，并对该并网电流i
g
进行sogi运算得到并网电流α轴分量i
α
和并网电流β轴分量i
β
，再经过αβ/dq变换得到并网电流d轴分量i
d
和并网电流q轴分量i
q
，计算公式如下：步骤3.4，令并网电流q轴分量参考值i
qref
＝0，将并网电流d轴分量参考值i
dref
和并网电流d轴分量i
d
通过电流调节器控制，并将电网电压幅值v
gm
前馈后，得到逆变器的d轴调制电压u
d
；将并网电流q轴分量参考值i
qref
和并网电流q轴分量i
q
通过电流调节器控制，得到逆变器的q轴调制电压u
q
，具体表达式如下：其中，k
ip
为电流调节器的比例系数，k
ii
为电流调节器的积分系数；步骤3.5，根据逆变器的d轴调制电压u
d
和逆变器的q轴调制电压u
q
，计算逆变器的总调制电压幅值v
r
及其与电网电压的夹角δ，其计算式分别如下：其中，arctan(u
q
/u
d
)表示u
q
/u
d
的反正切值；步骤4，调制波生成步骤4.1，计算h桥单元hb
j
的调制度m
j
，计算式如下：在n个h桥单元中，m
j
＞1的h桥单元hb
j
为过调制单元，过调制单元均进入步骤4.2，m
j
≤1的h桥单元hb
j
为非过调制单元，非过调制单元均进入步骤4.3；将h桥单元hb
j
的调制电压记为m
rj
；步骤4.2，过调制单元调制波计算首先，判断n个h桥单元hb
j
的调制度m
j
中最大值max(m
j
)的范围：
若max(m
j
)＞1.155，按下式反解出h桥单元hb
j
的触发角后，再计算m
rj
：：h桥单元hb
j
的补偿谐波hf
j
的计算式如下：hf
j
＝m
rj-m
j
cos(θ+δ)令所有未进入步骤4.2的h桥单元hb
j
的补偿谐波hf
j
均为0，计算所有过调制单元补偿的总谐波hf：步骤4.3，非过调制单元调制波计算计算非过调制单元中的h桥单元hb
j
的注入反向谐波的裕度v
hojmax
，v
hojmax
＝1-m
j
；令所有未进入步骤4.3的h桥单元hb
j
的注入反向谐波的裕度v
hojmax
＝0，计算补偿给非过调制单元中的h桥单元hb
j
的谐波，并记为反向补偿谐波ho
j
，其计算式如下：h桥单元hb
j
的调制电压m
rj
的计算式如下：m
rj
＝m
j
cos(θ+δ)+ho
j
步骤5，根据步骤4中计算得到的h桥单元hb
j
的调制电压m
rj
，执行载波移相调制cpspwm，生成各个h桥单元hb
j
的开关信号，具体过程如下：步骤5.1，记h桥单元hb
j
的三角载波信号为v
carj
，该信号为周期信号，周期为1/f
car
，其中，f
car
为载波频率；h桥单元hb1的三角载波信号v
car1
在一个周期0≤t＜1/f
car
内的表达式如下：步骤5.2，令h桥单元hb
j
的三角载波信号v
carj
滞后于前一个h桥单元hb
(j-1)
的三角载波信
号v
car(j-1)
，滞后时间为1/(2nf
car
)；步骤5.3，将开关管s
j1
、开关管s
j2
、开关管s
j3
和开关管s
j4
的驱动信号分别记为驱动信号s
j1
、驱动信号s
j2
、驱动信号s
j3
和驱动信号s
j4
；令h桥单元hb
j
的开关管s
j1
和开关管s
j2
满足互补导通原则，开关管s
j3
和开关管s
j4
满足互补导通原则，且驱动信号s
j1
和驱动信号s
j3
的选择如下：的选择如下：通过上述方法分别生成各h桥单元hb
j
4个开关管的驱动信号s
j1
，s
j2
，s
j3
，s
j4
。

技术总结
本发明公开了一种扩大级联并网逆变器稳定运行范围的调制波混合控制策略，属于电气工程领域。本发明的目的是解决由于单相级联并网逆变器各H桥单元光伏组件光照不均导致的功率不匹配问题。步骤包括锁相控制、直流母线电压控制、并网电流控制、调制波生成控制和载波移相调制。相比现有技术，本发明扩大了级联并网逆变器的稳定运行范围，提高了级联并网逆变器应对直流侧光照不均的能力。应对直流侧光照不均的能力。应对直流侧光照不均的能力。


技术研发人员：张兴 吴孟泽 王明达 汪书成
受保护的技术使用者：合肥工业大学
技术研发日：2023.03.27
技术公布日：2023/8/24