可切换反馈电容器的低反冲电容放大器的制作方法

1.本文件一般涉及电容放大器。


背景技术：

2.电容放大器是模拟信号处理的多功能构建块。然而，当在放大器周围切换反馈电容器时，特别是在电容性放大器执行预充电阶段的情况下，电容器的可切换端子内可发生扰动。当重新连接反馈电容器时，这些扰动可对随后的瞬态产生负面影响，并可对连接到放大器输入的电路产生反冲。


技术实现要素：

3.除其他外，本公开涉及一种用于减轻反馈电容器的可切换端子内的扰动的电容放大器装置和技术，该扰动由作为装置操作的一部分执行的切换活动产生。描述了在重新连接反馈电容器时减少可对后续瞬态产生负面影响的扰动的具体解决方案。通过将反冲限制器电路连接到电容放大器的可切换节点，可以实现减少连接到放大器输入的电路中的反冲。通过将反冲限制器电路连接并激活到电容放大器，可以实现减少产生反冲的技术。
4.在一些方面，本公开涉及具有可切换的第一反馈网络的电容放大器电路,所述电容放大器电路包括具有第一放大器级第一输出的第一放大器电路级和耦合到所述第一放大器级第一输出的第二放大器电路级，所述第二放大器电路级具有第二放大器级第一输出,所述电容放大器电路包括：第一可切换节点，通过第一开关耦合到可切换的第一反馈组件，所述第一开关由第一时钟信号控制并且在所述第二放大器电路级和所述第一放大器电路级之间的第一电容反馈路径中；和第一反冲限制器电路，耦合到所述第一可切换节点并且被配置为减少由第一输出开关产生的反冲。
5.在一些方面，本公开涉及一种减少通过切换电容放大器电路的输出级而产生反冲的方法，所述电容放大器电路包括具有第一放大器级第一输出的第一放大器电路级和耦合到所述第一放大器级第一输出的第二放大器电路级，所述第二放大器电路级具有第二放大器级第一输出,该方法包括：将第一反冲限制器电路连接到所述电容放大器电路的第一反馈路径中的第一可切换节点；使所述第一反冲限制器电路与第一输出开关的活动同步；和使用所述第一反冲限制器电路在所述第一可切换节点处保持电压电平，同时所述电容放大器电路的第一输出节点与所述第一切换节点隔离，以补偿通过切换所述电容放大器电路的输出级而产生的反冲。
6.在一些方面，本公开涉及具有可切换的第一反馈网络的电容放大器电路,所述电容放大器电路包括具有第一放大器级第一输出的第一放大器电路级和耦合到所述第一放大器级第一输出的第二放大器电路级，所述第二放大器电路级具有第二放大器级第一输出，所述电容放大器电路包括：用于将第一反冲限制器电路连接到所述电容放大器电路的第一反馈路径中的第一可切换节点的构件；用于使所述第一反冲限制器电路与第一输出开关的活动同步构件；和用于下列的构件：使用所述第一反冲限制器电路在所述第一可切换
节点处保持电压电平,同时所述电容放大器电路的第一输出节点与所述第一切换节点隔离,以补偿通过切换所述电容放大器电路的输出级而产生的反冲。
7.本概述旨在提供本专利申请的主题的概述。其不旨在提供对本发明的排他性或详尽的解释。包括详细描述以提供关于本专利申请的进一步信息。
附图说明
8.在不一定按比例绘制的附图中，相同的数字可以在不同的视图中描述相似的部件。具有不同字母后缀的相似数字可以表示相似组件的不同实例。附图通过示例而非限制性的方式概括地示出了本文档中讨论的各种示例。
9.图1是全差分电容放大器的示例。
10.图2是通过其输出级预充电的两级全差分电容放大器的示例。
11.图3是具有通过其输出级预充电和两个反冲限制器放大器电路的两级全差分电容放大器的示例。
12.图4是反冲限制器放大器电路的示例。
13.图5是反冲限制器放大器电路的另一示例。
14.图6是描绘电容放大器的预充电扰动的瞬态仿真的曲线图。
15.图7是具有预充电和单个反冲限制器放大器电路的单端电容放大器的示例。
16.图8是示出减少通过切换电容放大器电路的输出级而产生的反冲的方法的示例的流程图。
具体实施方式
17.电容放大器是模拟信号处理的多功能构建块。然而，当在放大器周围切换反馈电容器时，特别是在电容性放大器执行预充电阶段的情况下，电容器的可切换端子内可发生扰动。一些方法可以限制从负载活动到电容放大器输出级之前的电路的潜在反冲。本发明人已经认识到，仍然需要改进电容放大器中输出级的切换，以减少敏感应用的相关反冲。
18.本公开尤其描述了一种用于减轻反馈电容器的可切换端子内的扰动的电容放大器装置和技术，该扰动由作为装置操作的一部分执行的切换活动产生。将反冲限制器电路连接到电容放大器的可切换节点可以减少反冲到连接到放大器输入的电路中。
19.图1是全差分电容放大器100的示例。图1的电容放大器100可以由放大器a形成，放大器a通过将a的输出v
op
、v
on
连接到其输入v
in
、v
ip
的反馈电容器c
op
、c
on
以负反馈配置操作。信号源v
sp
、v
sn
通过输入电容器c
ip
、c
in
接口到a的输入。名义上，对称电容器是匹配的(c
ip
≈c
in
＝ci，c
op
≈c
on
＝co)。
20.这样形成的电容放大器100可以用电容器比ci/co建立的增益放大差模(dm)输入源v
sd
＝v
sp-v
sn
，同时它拒绝共模(cm)分量v
sc
＝(v
sp
+v
sn
)/2。因此，a的理想差分输出v
od
＝v
op-v
on
由v
od
＝(ci/co)
·vsd
给出。
21.这样的传递函数对于足够低的v
sd
频率将是无效的，因为没有信号将由输入电容器c
ip
、c
in
传送；然而，图1的电容放大器可以适于接收低频信号。a的cm输出v
oc
＝(v
op
+v
on
)/2和cm输入v
ic
＝(v
ip
+v
in
)/2都定义不明确。因此，引入了专用技术(图1中未示出)来调节cm电压v
oc
和v
ic
。
22.如果由电容性放大器驱动的负载是电阻负载(意味着dc负载)，或者以其他方式要求这样的开关电容器(sc)负载，则放大器a可以通过使用2级放大器来实现，使得输入级针对精度(或其他标准)而优化，而输出级可以针对驱动负载而优化。文献中存在多种版本，可考虑实施a的额外中间阶段。
23.在要求电容性负载的情况下，减轻电容性放大器的驱动能力的技术是以电容性放大器驱动负载至其精细稳定的方式对负载进行预充电至估计输出v
op
，v
on
值。这在离散时间(dt)实现的上下文中尤其适用。
24.此外，作为其正常操作的一部分，负载中的活动可干扰电容放大器和/或连接在其输入端的电路，潜在地危及性能(称为反冲效应)。在这种情况下，可以应用技术来防止这种扰动影响电容放大器。当电容放大器驱动多路复用信道、斩波信号链和/或开关电容器(sc)前端时，如模数转换器(adc)的采样级时，考虑变得尤为重要。
25.在多级放大器a的情况下，电容放大器接受修改以有效地提供预充电和扰动阻断功能。
26.图2是通过其输出级预充电的两级全差分电容放大器的示例。图2的电容放大器200(类似于结合图1描述的电容放大器)可以由明确示出的两个放大器级a1和a2形成。当两级之间的开关sqp、sqn闭合时，放大器电路a2的输入是放大器电路a1的输出的函数。一组开关sfp、sfn可以在断开时将反馈电容器c
op
、c
on
与电容放大器输出v
op
、v
on
(以及因此负载)断开。
27.所描述的开关可以由通常与负载活动同步的时钟信号控制。当开关闭合时，电容放大器200被配置为正常放大模式，并且当开关断开时，电容放大器200被配置为预充电模式，其中放大器电路a2执行(开环)负载的预充电至电容放大器输出处已经可用的值(通常，在随后的放大阶段期间将被强制施加到负载的最终输出值的粗略版本)。这些开关通常有利地由场效应晶体管(fet)技术实现，因此在它们的转变过程中受到电荷注入的限制。
28.放大器电路a2在表现出更多负载活动的间隔期间与电容放大器200的其余部分(包括与反馈电容器)完全断开的事实可以减轻负载到放大器电路a2之前的电容放大器级以及连接到其输入端的电路(其可以是敏感输入源)中的可能反冲。结果，通过这种方法提供了负载扰动的有效阻断，而不需要更复杂和/或昂贵的技术(如在电容放大器和负载之间使用专用缓冲器)。
29.因此，图2中所示的技术可以有效地允许负载的预充电(从而在驱动要求负载时减轻电容放大器的动态)，同时限制从负载活动到电容放大器的输出级之前的电路的潜在反冲。如果电容放大器(一旦配置回放大模式)和/或连接到其输入的电路(如信号调节或预放大级)受到带宽限制(可能是为了提高噪声性能)，则反冲限制功能尤其重要。这是因为给定的扰动可能需要太长时间才能在带宽受限的信号链中稳定下来，从而危及整体性能。
30.在这种情况下，当要保护的电路免受负载活动引起的扰动特别敏感时，可以将这种电路与电容放大器预充电相变隔离，以防止相应的残余反冲。特别地，由反馈电容器的相应端子处的sfp和sfn(见图2)的切换引起的电荷注入引起的基座误差可能影响动态性能。
31.因此，对于敏感应用，需要改进电容放大器中输出级的切换(可作为预充电方案的一部分)以减少相关的反冲。
32.图3是具有通过其输出级预充电和两个反冲限制器放大器电路的两级全差分电容
放大器的示例。如果反馈电容器的可切换端子在该过程中保持不受干扰，则由电容放大器电路300的输出级的切换产生的反冲可以最小化。换言之，如果相关端子处的电压保持在输出级切换之前呈现的值，则该操作将倾向于对前面的电路透明，结果，可以减轻潜在的反冲。这种方法在图3中示出。
33.图3的电容性放大器电路300可以包括作为差分放大器电路的第一放大器电路级304和第二放大器电路级306。第一放大器电路级304包括第一放大器级第一输出308a(连接到第二放大器电路级306的第一输入)和第一放大器级第二输出308b(连接到第二放大器电路级306的第二输入)。第二放大器电路级306包括第二放大器级第一输出350a(其也是电容放大器300的第一输出312a)和第二放大器级第二输出350b(其也是电容放大器300的第二输出312b)。
34.电容放大器电路300还包括第一可切换节点314a，其通过由第一时钟信号358控制的开关元件326a连接到可切换第一反馈组件364a，并且处于第一电容放大器输出350a和第一放大器电路级304的第一输入之间的第一电容反馈路径中。
35.此外，电容放大器电路300包括第二可切换节点314b。第二可切换节点314b通过由第一时钟信号358控制的开关元件326b连接到可切换第二反馈组件364b，并且位于第二电容放大器输出350b和第一放大器电路级304的第二输入之间的第二电容反馈路径中。
36.电容放大器电路300的反馈组件364a和364b可以是等效于电容的任何无源网络。
37.在电容放大器电路300中，第一反冲限制器电路322a连接到第一可切换节点314a，并且第二反冲限制器电路322b连接到第二可切换节点314b。
38.第一和第二反冲限制器电路322a和322b概念化了在第二放大器电路级306的切换期间分别保持可切换节点314a和314b处的电压电平的功能。
39.第一和第二反冲限制器电路322a、322b解决由第一和第二输出开关326a、326b的电荷注入引起的扰动，包括当第一和第二输出开关326a、326b作为预充电阶段(或预充电模式)的第二放大器电路级306的重新配置的一部分而断开时在电容反馈组件364a、364b中产生的可能的基极误差。因此，第一和第二反冲限制器电路322a、322b可以与第二放大器电路级306的切换同步，第二放大器级306又可以与负载中的活动一般同步。因此，概念上，第一和第二反冲限制器电路322a、322b由控制预充电的第一时钟信号φq358驱动。
40.如图4所示，第一和第二反冲限制器电路322a、322b的一种特别方便的实现(其功能是保持连接到它们的第一和第二可切换节点314a、314b处的电压)基于单端放大器策略性地设置为在闭环反馈回路配置中运行。
41.图4是可用于实现本公开的各种技术的第一和第二反冲限制器电路322a、322b的示例。在图4所示的示例中，单端放大器474，其开环增益为负(g＜0)并且输入阻抗为高，通过其第一反冲限制器放大器输入432和第一反冲限制器放大器输出434之间的第一反冲限制器反馈组件440配置在闭合反馈环中。第一反冲限制器放大器输入432和第一反冲限制器放大器输出434分别通过第一反冲限制器输入电容器436和第一反冲限制器输出电容器438连接到节点vh472，节点vh472的电压将被保持。在一些示例中，由第一反冲限制器电路在第一可切换节点314上产生的电容负载由反冲限制器电路400的第一反冲限制器输入电容器436和第一反冲限制器输出电容器438的各自电容值支配。
42.此外，第一反冲限制器开关444由第二时钟信号446控制，该时钟信号周期性地使
第一反冲限制器放大器输入432与第一反冲限制器输出434短路，以偏置第一反冲限制器放大器输入432。通常，第二时钟信号446将与第一和第二反冲限制器电路322a、322b缓和的节点vh472处的扰动同步。关于图3，第二时钟信号446可以是控制电容放大器电路300的预充电的第一时钟信号358的函数。第一时钟信号358和第二时钟信号446两者可以匹配，并且第一和第二反冲限制器电路322a、322b可以接受第一时钟信号358作为其时钟信号(如图3所示)，或者可以使用第一时钟信号358的(略微)延迟版本来驱动第一和第二反冲限制器电路322a、322b。
43.反冲限制器电路400在感兴趣的频率下的传递函数由下式给出：
[0044][0045]
其中g是开环增益，ci是耦合到其输入的电容器的电容，c
fb
是放大器474的输入vi432和输出vo434之间的反馈电容器的容量。
[0046]
如果|g|＞＞1，eq.1接近以下表达式：
[0047][0048]
另一方面，节点vh472的值作为第一反冲限制器放大器输入432和第一反冲限制器放大器输出434的变化的函数由下式给出：
[0049][0050]
其中co是耦合到放大器474的输出434的电容器的电容。
[0051]
因此，由电容放大器电路300引起的节点vh472中的给定扰动δv
p
可在放大器474的第一反冲限制器放大器输出434处产生可量化为(假设|g|＞＞1并应用eq.2)的变化：
[0052][0053]
反过来，由于反冲限制器电路400响应于扰动δv
p
的动作而引起的第一反冲限制器放大器输入432和第一反冲限制器输出434的变化导致的节点vh472的最终变化δvh可以通过将等式4代入等式3来表示，作为(其中作为反冲限制器电路的操作的结果，δvi是第一反冲限制器放大器输入432经历的变化)：
[0054][0055]
等式5意味着，对于反冲限制器电路400拒绝的扰动δv
p
以及因此保持vh472处的原始电压，补偿初始变化δv
p
，以下条件适用：
[0056][0057]
结果，节点vh472中的可预测扰动δv
p
可以通过适当地调整电容器比co/c
fb
,co/ci和第一反冲限制器放大器输入432中的扰动δvi大小来名义上消除。如图4所示，通过打开第一反冲限制器开关444，电荷注入到第一反冲限制器放大器输入432中，扰动δvi将占主导地位(假设|g|＞＞1)。
[0058]
第一反冲限制器输入电容器436(即第一反冲限制器输出电容器438、第一反冲限
制器反馈组件440和δvi)的设计参数可以根据等式6进行调整，以消除给定的扰动δv
p
。这些参数的标称值上的偏差可能导致扰动抵消中的残余误差，但是放大器474周围的负反馈允许扰动抵消是可预测的并且对可变性(只要|g|＞＞1)是鲁棒的。因此，扰动的影响可以通过反冲限制器电路400的作用而减少数量级。
[0059]
反冲限制器电路400的放大器474不具有苛刻的静态或动态要求(除了具有高输入阻抗g＜0和|g|＞＞1)。因此，放大器474的实现可以是简单的并且因此是廉价的，使得反冲限制器电路400的示例具有竞争力。配置的一个示例可以包括互补反相放大器，例如fet反相放大器。
[0060]
在一些示例中，反冲限制器放大器474可以表现出比其外部负载所暗示的输入阻抗更高的输入阻抗，使得其可以在其输入中保持电压电平。
[0061]
关于第一反冲限制器开关444，可以应用任何合适的拓扑，并且可选地，可以考虑第一反冲限制器开关444与第一和第二输出开关326a、326b之间的关系，从而导致节点vh472中的扰动可以被保持，以便更好地跟踪方程6中的比率δvi/δv
p
。
[0062]
图5示出了这样的拓扑的示例，其示出了第一和第二反冲限制器电路322a、322b的示例配置。
[0063]
图5是可用于实现本公开的各种技术的反冲限制器放大器电路500的另一示例。对于第一反冲限制器开关444，示出了n型fet，例如nmos晶体管，但是通过适当地适配第一时钟信号358和第二时钟信号446，可以同等地应用其他开关类型(例如传输门配置)。
[0064]
结合图3的电容性放大器电路300，上文关于图4描述的第一和第二反冲限制器电路322a、322b的使用可以使用预充电的第一时钟信号358(或其接近版本)作为第一和第二反冲限制器电路322a,322b的第二时钟信号446(以这样的方式，当要取消预充电扰动时，第一反冲限制器开关444打开以允许放大器474操作)，并且将要由第一和第二反冲限制器电路322a、322b保持的节点vh472连接到可切换第一和第二反馈组件364a、364b的对应的第一和第二可切换节点314a、314b，以消除由第一输出开关326a和第二输出开关326b引起的扰动。
[0065]
图6是描绘电容放大器的预充电扰动的瞬态仿真的曲线图600。x轴表示时间(以纳秒为单位)，并且y轴表示电压(以伏特为单位)。曲线图600将602处所示的反冲减少与604处所示的无反冲减少进行比较。
[0066]
图6以图示的方式示出了与图3所示的电容放大器等效的电容放大器中的模拟扰动602，包括与图5所示的配置一致的第一和第二反冲限制器电路322a、322b。将可切换第一和第二反馈组件364a、364b的相关端子的电压的稳定偏移与反冲限制功能的启用和禁用进行比较，观察到当第一和第二反冲限制器电路322a、322b未接合时存在的显著的固有基座误差(其可能危及信号链中带宽受限块的动态)通过第一和第三反冲限制器电路322、322b的作用而减小到可忽略的残余误差。这种改进扩展到操作条件的可变性，表明了概念的鲁棒性。
[0067]
图3所示的方法可以有效地实现电容放大器电路300中可切换的第一和第二反馈组件364a、364b的切换，而不会在相应的第一和第二可切换节点314a、314b处引起可能危及电容放大器电路300或其周围的块的动态的扰动。特别地，这省去了对信号链中相对较高带宽的需要，以足够快地从所述扰动中恢复，从而通过允许信号链中的策略性低带宽来提高
噪声性能而不危及总体稳定时间，从而减轻了噪声和稳定时间之间的折衷。
[0068]
尽管以上技术已在全差分电容放大器的上下文中描述，但这些技术可应用于单端配置，因为该概念不依赖于要阻止的扰动的差分性质。图7示出了将所公开的技术应用于单端布置。
[0069]
图7是具有预充电和第一反冲限制器电路322a的单端电容放大器700的示例。图7的具有可切换第一反馈网络302的单端电容性放大器电路700可以包括第一放大器电路级304和第二放大器电路级306。
[0070]
如图3所示，如果反馈电容器的可切换端子在过程中保持不受干扰，则由图7中的电容放大器电路700的输出级的切换产生的反冲可以最小化。换言之，如果相关端子处的电压保持在输出级切换之前呈现的值，则该操作将倾向于对前面的电路透明，结果，可能的反冲可以被减轻。
[0071]
第一放大器电路级304包括连接到第二放大器电路级306的输入的第一放大器级输出。第二放大器电路级306包括第二放大器级输出，其也是电容放大器700的输出312a。
[0072]
电容放大器电路700还包括可切换节点314a，其通过由时钟信号358控制的开关元件326a连接到可切换反馈组件364a，并且处于第二放大电路级306的输出和第一放大电路级304的输入之间的电容反馈路径中。电容放大器电路700的反馈组件364a可以是等效于电容的任何无源网络。
[0073]
在电容放大器电路700中，反冲限制器电路322a连接到可切换节点314a。反冲限制器电路322a概念化在第二放大器电路级306的切换期间保持可切换节点314a处的电压电平的功能。反冲限制器电路322a解决由输出开关326a的电荷注入引起的扰动，包括电容反馈组件364a中引起的可能的基座误差，该基座误差当输出开关326a断开时可作为预充电阶段(或预充电模式)的第二放大器电路级306的重新配置的一部分。因此，反冲限制器电路322a可与第二放大器电路级306的切换同步，第二放大器级306又可与负载中的活动大体同步。因此，概念上，反冲限制器电路322a由控制预充电的时钟信号φq358驱动。以上参照图4描述了反冲限制器电路322a的示例。
[0074]
此外，本公开的技术不假定图3或7的电容性放大器电路或第一和第二放大器电路级304、306的任何特定拓扑。对于结合图2讨论的预充电类型，电容放大器电路可以具有至少两个级。然而，通常，本公开的技术适用于其反馈电容器被周期性切换的任何电容性放大器。图3或图7的电容放大器电路可以是独立电路或形成更复杂的信号链的一部分。在这个意义上，它可驱动整体负载或其动态相关的中间节点。尽管重点放在电容性负载上，但无论其性质如何，驱动任何要求苛刻的负载都可以从所提出的概念中受益。
[0075]
图8是示出减少通过切换电容放大器电路的输出级而产生的反冲的方法800的示例的流程图，所述电容放大器电路包括具有第一放大器级第一输出的第一放大器电路级和耦合到所述第一放大器级第一输出的第二放大器电路级，所述第二放大器电路级具有第二放大器级第一输出。
[0076]
在框802，方法800可以包括将第一反冲限制器电路322a连接到电容放大器电路300的第一反馈路径中的第一可切换节点314a。
[0077]
在框804，方法800可以包括使第一反冲限制器电路322a与第一输出开关的活动同步。
[0078]
在框806，方法800可以包括使用第一反冲限制器电路322a在第一可切换节点314a处保持电压电平，同时电容放大器电路300的第一输出节点350a与第一可切换结点314a隔离，以补偿通过切换所述电容放大器电路的输出级而产生的反冲。
[0079]
在一些示例中，使用所述第一反冲限制器电路在所述第一可切换节点处保持电压电平,同时所述电容放大器电路的第一输出节点与所述第一切换节点隔离,以补偿通过切换所述电容放大器电路的输出级而产生的反冲可包括：使用所述第一反冲限制器周围的负反馈。
[0080]
在一些示例中，方法800可以包括：将第一反冲限制器开关与所述第一反冲限制器反馈组件并联连接，和通过第二时钟信号控制所述第一反冲限制器开关，所述第二时钟信号：(1)周期性关闭以偏置第一反冲限制器放大器输入；和(2)以将与打开所述第一反冲限制器开关相关联的电荷注入到所述第一反冲限制器放大器输入上。
[0081]
通过分配反冲限制器电路400以保持相应的可切换节点314a或314b，本公开的技术可以适用于任何电容反馈结构(可能包括几个电容和开关元件)。此外，可应用该技术的可切换第一反馈组件364a、364b的可切换节点314a、314b可以不同于或附加于连接到电容放大器的输出的节点。
[0082]
此外，该应用集中于阻止可切换反馈组件364a、364b的可切换节点314a、314b上的相应扰动。通常，除了保护这样的可切换节点314a、314b之外，电容放大器电路300中的其他可切换节点可以通过类似技术阻止它们的相关扰动。例如，在图3中，可以通过向第一放大器电路级304的第一和第二电容性放大器输出施加反冲限制器电路来解决由开关sqp和sqn引起的进入第一放大器电路层304的输出节点的扰动。在任何情况下，反冲限制对其他节点的可选扩展都不会偏离上述技术。
[0083]
尽管本公开集中于集成电路(ic)的情况，但是各种技术也适用于分立电路配置或两者的任何组合。
[0084]
注释
[0085]
本文所述的非限制性方面或示例中的每一个可以独立存在，或者可以与一个或多个其他示例以各种排列或组合组合。
[0086]
上述详细描述包括对附图的引用，附图构成详细描述的一部分。附图通过说明的方式示出了可以实践本发明的具体实施例。这些实施例在本文中也被称为“示例”。这些示例可以包括除所示或描述的元件之外的元件。然而，本发明人还设想了仅提供所示或描述的那些元件的示例。此外，本发明人还考虑使用所示或描述的那些元素(或其一个或多个方面)的任何组合或排列的示例，或者关于特定示例(或其个或多方面)，或者关于本文所示或所描述的其他示例(或其中一个或更多方面)。
[0087]
如果本文件与通过引用合并的任何文件之间的用法不一致，则以本文件中的用法为准。
[0088]
在本文件中，术语“一个”或“一种”在专利文件中常见，包括一个或多个，独立于“至少一个”或“一个或更多个”的任何其他实例或用法，除非另有说明，否则“a或b”包括“a但不包括b”、“b但不包括a”和“a和b”。在本文件中，术语“包括”和“其中”被用作各自术语“包含”和“包含”的纯英语等价物。此外，在以下权利要求中，术语”包括“和”包含“是开放式的，即系统、装置、物品、组合物、制剂、，包括除权利要求中该术语之后列出的元素之外的元
素的方法仍被视为落入该权利要求的范围内。此外，在以下权利要求中，术语“第一”、“第二”和“第三”等仅用作标签，并不旨在对其对象施加数字要求。
[0089]
以上描述旨在说明性而非限制性。例如，上述示例(或其一个或多个方面)可以彼此组合使用。可以使用其他实施例，例如由本领域普通技术人员在回顾上述描述后使用。提供摘要是为了符合37c.f.r.
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1.72(b)的规定，以便读者快速确定技术披露的性质。提交本文件时，应理解其不会用于解释或限制权利要求的范围或含义。此外，在上述详细描述中，可以将各种特征分组在一起以简化本公开。这不应被解释为意味着无人认领的公开特征对任何权利要求至关重要。相反，本发明的主题可能存在于特定公开实施例的少于所有特征中。因此，以下权利要求在此作为示例或实施例并入详细描述中，其中每个权利要求独立地作为单独的实施例，并且可以设想这样的实施例可以以各种组合或排列彼此组合。本发明的范围应当参考所附权利要求以及这些权利要求所享有的等同物的全部范围来确定。

技术特征：
1.具有可切换的第一反馈网络的电容放大器电路，所述电容放大器电路包括具有第一放大器级第一输出的第一放大器电路级和耦合到所述第一放大器级第一输出的第二放大器电路级，所述第二放大器电路级具有第二放大器级第一输出，所述电容放大器电路包括：第一可切换节点，通过第一开关耦合到可切换的第一反馈组件，所述第一开关由第一时钟信号控制并且在所述第二放大器电路级和所述第一放大器电路级之间的第一电容反馈路径中；和第一反冲限制器电路，耦合到所述第一可切换节点并且被配置为减少由第一输出开关产生的反冲。2.根据权利要求1所述的电容放大器电路，其中所述第一反冲限制器电路包括：第一反冲限制器放大器电路，包括第一反冲限制器输入和第一反冲限制器输出；第一反冲限制器输入电容器，连接在所述第一可切换节点和所述第一反冲限制器放大器输入之间；第一反冲限制器输出电容器，连接在所述第一反冲限制器放大器输出和所述第一可切换节点之间；第一反冲限制器反馈组件，配置在从所述第一反冲限制器放大器输出到所述第一反冲限制器放大器输入的闭合负反馈回路中；和第一反冲限制器开关，与所述第一反冲限制器反馈组件并联连接，由第二时钟信号控制，所述第一反冲限制器开关被配置为：(1)周期性地闭合以偏置所述第一反冲限制器放大器输入，以及(2)周期性打开以将与打开所述第一反冲限制器开关相关联的电荷注入到所述第一反冲限制器放大器输入。3.根据权利要求2所述的电容放大器电路，其中所述第一反冲限制器放大器电路包括反相放大器。4.根据权利要求2所述的电容放大器电路，其中当所述第二放大器电路级的第一输出节点通过第一输出开关与所述第一可切换节点隔离时，所述第一反冲限制器电路通过所述第一反冲限制器输入电容器和所述第一反冲限制器输出电容器、并且通过所述负反馈在所述第一反冲限制器放大器电路周围的作用来保持所述第一可切换节点处的电压。5.根据权利要求2所述的电容放大器电路，其中所述第一反冲限制器放大器以能够在其输入中保持电压电平的方式表现出比其外部负载所暗示的输入阻抗高的输入阻抗。6.根据权利要求2所述的电容放大器电路，其中控制所述第一反冲限制器开关的所述第二时钟信号与控制所述第一输出开关的第一时钟信号同步。7.根据权利要求2所述的电容放大器电路，其中所述第二时钟信号是所述第一时钟信号的函数，并且其中所述第一时钟信号控制所述电容放大器电路的预充电。8.根据权利要求2所述的电容放大器电路，其中所述第一反冲限制器电路接收与所述第一时钟信号相同的第二时钟信号或所述第一时钟信号的延迟版本。9.根据权利要求2所述的电容放大器电路，其中由所述第一反冲限制器电路在所述第一可切换节点上产生的电容负载由所述第一反冲限制器电路的第一反冲限制器输入电容器和所述第一反冲限制器输出电容器的各自电容值支配。10.根据权利要求2所述的电容放大器电路，其中所述第一反冲限制器反馈组件、所述第一反冲限制器输入电容器或所述第一反冲限制器输出电容器中的至少一个的电容值是
可微调的、可校准的、可编程的或以其他方式可调节的。11.根据权利要求1所述的电容放大器电路，其中所述第一反冲限制器电路由所述第一时钟信号控制，以将所述第二放大器电路级的第一输出节点与所述第一电容反馈路径中的第一可切换节点隔离。12.根据权利要求1所述的电容放大器电路，其中所述电路包括全差分配置，其中所述第一放大器电路级是差分放大器电路，并且所述第二放大器电路级是差分放大电路，其中：第一放大器电路级包括第一放大器级第一输出和第一放大器级第二输出；耦合到所述第一放大器级的第二放大器电路级，包括第二放大器级第一输出和第二放大器级第二输出；所述第一可切换节点耦合到所述可切换的第一反馈组件，并且在所述第二放大器电路级和所述第一放大器电路级之间的第一电容反馈路径中，并且经由第一输出开关耦合到第一输出节点；第二可切换节点，耦合到可切换的第二反馈组件，并且在所述第二放大器电路级和第一放大器电路级之间的第二电容反馈路径中，并且经由第二输出开关耦合到第二输出节点；和连接到所述第一可切换节点的第一反冲限制器电路和连接到所述第二可切换节点的第二反冲限制器电路，所述第一和第二反冲限制器电路分别被配置为减少由所述第一输出开关和所述第二输出开关产生的反冲，每个由第一时钟信号控制，将所述第二放大器电路级的第一输出节点与所述第一电容反馈路径中的第一可切换节点隔离，并将所述第二放大电路级的第二输出节点与所述第二电容反馈路径中的第二可切换节点隔离。13.根据权利要求1所述的电容放大器电路，其中所述可切换的第一反馈组件至少包括电容器。14.根据权利要求1所述的电容放大器电路，其中所述第一反冲限制器电路耦合到所述第一放大器级第一输出的节点，并且第二反冲限制器电路耦合到所述第一放大器级第二输出的节点。15.一种减少通过切换电容放大器电路的输出级而产生反冲的方法，所述电容放大器电路包括具有第一放大器级第一输出的第一放大器电路级和耦合到所述第一放大器级第一输出的第二放大器电路级，所述第二放大器电路级具有第二放大器级第一输出，该方法包括：将第一反冲限制器电路连接到所述电容放大器电路的第一反馈路径中的第一可切换节点；使所述第一反冲限制器电路与第一输出开关的活动同步；和使用所述第一反冲限制器电路在所述第一可切换节点处保持电压电平，同时所述电容放大器电路的第一输出节点与所述第一切换节点隔离，以补偿通过切换所述电容放大器电路的输出级而产生的反冲。16.根据权利要求15所述的方法，包括：将第一反冲限制器开关与所述第一反冲限制器反馈组件并联连接；和通过第二时钟信号控制所述第一反冲限制器开关，所述第二时钟信号：(1)周期性关闭以偏置第一反冲限制器放大器输入；和(2)以将与打开所述第一反冲限制器开关相关联的
电荷注入到所述第一反冲限制器放大器输入上。17.根据权利要求16所述的方法，其中使用所述第一反冲限制器电路在所述第一可切换节点处保持电压电平,同时所述电容放大器电路的第一输出节点与所述第一切换节点隔离,以补偿通过切换所述电容放大器电路的输出级而产生的反冲包括：使用所述第一反冲限制器周围的负反馈。18.具有可切换的第一反馈网络的电容放大器电路,所述电容放大器电路包括具有第一放大器级第一输出的第一放大器电路级和耦合到所述第一放大器级第一输出的第二放大器电路级，所述第二放大器电路级具有第二放大器级第一输出,所述电容放大器电路包括:用于将第一反冲限制器电路连接到所述电容放大器电路的第一反馈路径中的第一可切换节点的构件；用于使所述第一反冲限制器电路与第一输出开关的活动同步构件；和用于下列的构件：使用所述第一反冲限制器电路在所述第一可切换节点处保持电压电平，同时所述电容放大器电路的第一输出节点与所述第一切换节点隔离,以补偿通过切换所述电容放大器电路的输出级而产生的反冲。19.根据权利要求18所述的电容放大器电路，其中所述第一可切换节点耦合到所述第一反馈路径中的可切换第一反馈组件，并且其中所述可切换第一反馈组件至少包括电容器。20.根据权利要求18所述的电容放大器电路，包括：连接到第二可切换节点的第二反冲限制器电路。

技术总结
本公开涉及可切换反馈电容器的低反冲电容放大器。一种电容放大器装置和技术，用于减轻反馈电容器的可切换端子内的扰动，其由作为装置操作的一部分执行的切换活动产生。电容放大器包含反馈组件，由于包含至少一个专用电路，该反馈组件可以被切换而不会产生明显的反冲或不良的转变。专用电路是反冲限制器电路，其连接到可切换节点并被设计为减少反冲。通过连接和激活反冲限制器电路，可以实现减少产生反冲的技术。反冲的技术。反冲的技术。


技术研发人员：G
受保护的技术使用者：亚德诺半导体国际无限责任公司
技术研发日：2023.02.28
技术公布日：2023/9/7