三电平BoostPFC变换器全占空比范围控制策略

三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略
技术领域
1.本发明属于变换器控制策略技术领域，涉及三电平boost pfc变换器的全占空比范围控制策略。


背景技术：

2.随着电力电子技术的飞速发展，大量非线性负载给电力系统带来了严重的谐波污染。针对谐波污染问题，有源功率因数校正技术受到了广泛的研究和关注。三电平拓扑由于电压应力小、开关损耗低等优点，在有源功率因数校正中得到了广泛的应用。
3.三电平boost pfc(tlbp)变换器依据两个开关管状态分为四种工作模态，而变换器以占空比0.5为边界又分为两个工作区域，各区域在3种工作模态下交替运行，不同区域的控制器参数不同。文献rajesh m，singh b.analysis，design and control of single-phase three-level power factor correction rectifier fed switched reluctance motor drive[j].iet power electronics.2014，7(6)：1499-1508.提出一种平均电流控制方法，控制方法简单，但系统仅工作于一种工作区域，控制精度稍显不足。文献王冕，谈竹奎，赵远凉，等.二级式三电平逆变器不连续调制及中点电位平衡策略[j].电测与仪表.2018，55(18)：131-138.提出一种空间矢量不连续调制策略，推导了不同工作区域的占空比调整量，提高系统效率的同时保证了中点电位平衡，但控制器增加了补偿电荷量和占空比调整量计算模块，影响系统的动态响应速度。文献贾志东，姜久春，林泓涛，等.适用于boost三电平变换器的模型预测控制方法[j].电力自动化设备.2019，39(03)：90-96.提出一种连续控制集模型预测方法(ccs-mpc)，推导了不同工作区域下电感电流和电容电压的预测值，降低了控制器参数的设计难度，提高了系统的动态响应速度，但系统的离散化模型基于三阶状态方程，增加了评价函数的推导难度。文献陈荣辛.三电平boost pfc电容电压平衡的预测控制研究[d].西南交通大学，2021.提出了一种基于电感电流的预测控制方法，通过合理选取电感电流采样点，得到tlbp变换器不同工作区域的最优占空比公式，实现tlbp变换器的电容电压平衡，但该方法需要提前设计预测路径、对电路参数敏感，控制器设计难度较高。以上文献中的控制方法只考虑一种变换器工作区域，当变换器工作区域切换时，控制器参数难以整定，不利于控制器的设计。


技术实现要素：

[0004]
本发明的目的是提供一种三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略，解决了现有技术中变换器不同工作区域切换时，存在的控制器参数难以整定的问题。
[0005]
本发明所采用的技术方案是，三电平boost pfc变换器的全占空比范围控制策略，变换器的传递函数包括：
[0006]
控制-电流的传递函数：
[0007][0008]
上式中，c
t
为输出端两电容的等效电容，c1、c2为电容，v
in
为输入电压，l为电感，s为开关管，vo为输出电压，r为电阻，i
l
为电感电流，d为占空比，i
l
为电感电流稳态值，d为占空比稳态值。
[0009]
控制-电压的传递函数：
[0010][0011]
本发明的特点还在于：
[0012]
变换器的传递函数的获取过程如下：
[0013]
步骤a、建立三电平boost pfc变换器四种工作模态的状态方程；
[0014]
步骤b、根据四种模态的状态方程，采用状态空间平均法建立单相三电平boost pfc变换器的全占空比统一小信号模型，并推导传递函数。
[0015]
步骤a中的状态方程包括：
[0016]
模态1的状态方程为：
[0017][0018]
上式中，t为时间，代表一个工作周期。
[0019]
模态2的状态方程为：
[0020][0021]
上式中，v
c2
为电容c2的电压；
[0022]
模态3的状态方程为：
[0023][0024]
上式中，v
c1
为电容c1的电压，
[0025]
模态4的状态方程为：
[0026][0027]
步骤b包括以下步骤：
[0028]
步骤b1、假设tlbp变换器直流端电容电压保持平衡，电容电压之和等于输出电压，输入和输出电压表示为：
[0029][0030]
步骤b2、选取单相三电平boost pfc变换器的电感电流i
l
和输出电压vo作为状态变量，并将电容电压v
c1
、v
c2
表示为每一工作状态下的连续线性电压，则输出电压vo用电容电压之和表示为：
[0031]vo
(t)＝v
c1
(t)+v
c2
(t)
ꢀꢀ
(8)；
[0032]
对式(8)求导可得：
[0033][0034]
由电磁感应定律可得电感电压计算公式：
[0035]
由电容电流计算公式可得：
[0036]
步骤b3、当占空比大于0.5时，该工作区域的状态方程为模态1、模态2、模态3三种工作模态下的状态方程，当占空比d小于0.5时，该工作区域的状态方程为模态4、模态2、模态3三种工作模态下的状态方程；
[0037]
步骤b4、根据占空比大于0.5时工作模态下的状态方程及占空比小于0.5时工作模态下的状态方程，结合公式(9-11)得到全占空比区间的状态空间方程：
[0038][0039]
步骤b5、通过全占空比区间的状态空间方程，求取变换器小信号模型及传递函数。
[0040]
步骤b5中变换器小信号模型及传递函数的计算过程如下：
[0041]
根据全占空比区间的状态空间方程求得变换器的静态工作点为：
[0042][0043]
根据式(19)可得电感电流和输出电压的稳态值分别为：
[0044][0045]
引入小信号扰动，在稳态工作点处对状态空间方程进行线性化：
[0046][0047]
式中，u
in
、uo分别为输入电压、输出电压的直流分量，为控制变量占空比的交流分量。
[0048]
将式(21)带入式(18)，得到状态方程小信号模型为：
[0049][0050]
对式(22)进行拉普拉斯变换，得到控制-电流、控制-电压的传递函数。
[0051]
boost pfcboost pfc包括以下步骤：
[0052]
步骤1、根据v
c1
、v
c2
获得vo，将vo与电压参考值进行比较得到误差信号，误差信号经控制器得到电流参考值，将电流参考值和v
in
经乘法器得到电感电流参考值，电感电流参考值经控制器得到电感电流控制信号；
[0053]
步骤2、将输出端v
c1
、v
c2
的误差参考值设为0，将误差参考值和v
c1
、v
c2
的差值进行比较得到误差信号，误差信号通过比例控制器p得到补偿量δd；
[0054]
步骤3、将补偿量δd与电感电流控制信号结合，得到控制信号，控制信号和三角载波通过比较器产生相移180度的两路pwm控制信号，驱动s1和s2实现通断。
[0055]
本发明的有益效果是：本发明三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略，采用小信号模型的优化，使参数更加容易整定；使输出电压波形更为平缓，电压纹波抑制效果更好。本发明boost pfc三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略，相比传统控制策略，电压平衡控制器的改进，避免了电感电流波形出现畸变，有利于提高功率因数校正效果，进而提高控制器响应速度。
附图说明
[0056]
图1是三电平boost pfc变换器的结构示意图；
[0057]
图2是三电平boost pfc变换器中模态1的结构示意图；
[0058]
图3是三电平boost pfc变换器中模态2的结构示意图；
[0059]
图4是三电平boost pfc变换器中模态3的结构示意图；
[0060]
图5是三电平boost pfc变换器中模态4的结构示意图；
[0061]
图6是三电平boost pfc变换器不同工作区域示意图；
[0062]
图7是本发明boost pfc三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略的流程图；
[0063]
图8是单相三电平boost功率因数校正变换器传统控制策略的流程图；
[0064]
图9是单相三电平boost功率因数校正变换器传统控制策略在低电压、小负载情况下的仿真结果图；
[0065]
图10a是单相三电平boost功率因数校正变换器传统控制策略的仿真结果图；
[0066]
图10b是本发明boost pfc三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略的仿真结果图；
[0067]
图10c是本发明boost pfc三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略中电压平衡控制器加入前的电压波形图；
[0068]
图10d是本发明boost pfc三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略中电压平衡控制器加入后的电压波形图；
[0069]
图11a是单相三电平boost功率因数校正变换器传统控制策略的电容电压波形图；
[0070]
图11b是本发明boost pfc三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略的电容电压波形图；
[0071]
图11c是图11a中电压波形的局部放大图；
[0072]
图11d是图11b中电压波形的局部放大图；
[0073]
图12a是单相三电平boost功率因数校正变换器传统控制策略的电感电流仿真结果图；
[0074]
图12b是本发明boost pfc三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略的电感电流仿真结果图；
[0075]
图12c是图12a中电感电流波形的局部放大图；
[0076]
图12d是图12b中电感电流波形的局部放大图。
具体实施方式
[0077]
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
[0078]
实施例1
[0079]
三电平boost pfc变换器拓扑，如图1所示，三电平boost pfc变换器的电路包括输入电压v
in
、电感l、开关管s1和s2、电容c1和c2、输出电压vo、电阻r。变换器的传递函数为：
[0080]
控制-电流的传递函数：
[0081][0082]
上式中，c1、c2为电容，v
in
为输入电压，l为电感，s为开关管，vo为输出电压，r为电阻，i
l
为电感电流，d为占空比，i
l
为电感电流稳态值，d为占空比稳态值。
[0083]
控制-电压的传递函数：
[0084][0085]
变换器的传递函数的获取过程如下：
[0086]
步骤a、建立三电平boost pfc变换器四种工作模态的状态方程；
[0087]
模态1、如图2所示，开关管s1和s2处于导通状态，输入电压v
in
作用在升压电感l上，此时电感电压等于输入电压，所以电感电流上升，电感储存输入的能量，电流不经过二极管，输出端电容c1和c2释放能量向负载供电。状态方程为：
[0088][0089]
上式中，t为时间，代表一个工作周期。
[0090]
模态2、如图3所示，开关管s1导通、开关管s2关断，此时输入电压v
in
作用在升压电感l和输出电容c2上，如果输入电压大于电容c2的电压，电感l和电容c2储存能量；如果输入电压小于电容c2的电压，电感释放能量，电容c2储存能量，输出端电容c1和c2释放能量向负载供电。状态方程为：
[0091][0092]
上式中，v
c2
为电容c2的电压；
[0093]
模态3、如图4所示，开关管s1关断、开关管s2导通，此时输入电压v
in
作用在升压电感l和输出电容c1上，如果输入电压大于电容c1的电压，电感l和电容c1储存能量；如果输入电压小于电容c1的电压，电感释放能量，电容c2储存能量，输出端电容c1和c2释放能量向负载供电。状态方程为：
[0094][0095]
上式中，v
c1
为电容c1的电压，
[0096]
模态4、如图5所示，开关管s1、s2全部关断，此时输入电压v
in
作用在升压电感l和输出电容c1、c2上，此时输入电压v
in
小于输出电压vo，电感l释放能量，电感电流减小，输出电容c1和c2储存能量，同时向负载供电。状态方程为：
[0097][0098]
步骤b、根据四种模态的状态方程，采用状态空间平均法建立单相三电平boost pfc变换器的全占空比统一小信号模型；
[0099]
步骤b1、假设tlbp变换器直流端电容电压保持平衡，电容电压之和等于输出电压，输入和输出电压表示为：
[0100][0101]
步骤b2、选取单相三电平boost pfc变换器的电感电流i
l
和输出电压vo作为状态变量，并将电容电压v
c1
、v
c2
表示为每一工作状态下的连续线性电压，则输出电压vo用电容电压之和表示为：
[0102]vo
(t)＝v
c1
(t)+v
c2
(t)
ꢀꢀꢀꢀ
(8)；
[0103]
对式(8)求导可得：
[0104]
[0105]
由电磁感应定律可得电感电压计算公式：
[0106]
由电容电流计算公式可得：
[0107]
步骤b3、根据如图6所示的占空比大于0.5和小于0.5两种工作区域中的工作模态列写状态方程：
[0108]
当占空比大于0.5时，单相三电平boost pfc变换器在模态1、模态2、模态3三种工作模态下工作，状态方程分别为：
[0109]
模态1：s1导通、s2导通，导通时间(ts)为2d-1；
[0110][0111]
模态2：s1导通、s2关断，导通时间(ts)为1-d；
[0112][0113]
模态3：s1关断、s2导通，导通时间(ts)为1-d；
[0114][0115]
同理，当占空比d小于0.5时，单相三电平boost pfc变换器在模态4、模态2、模态3三种工作模态下工作，状态方程分别为：
[0116]
模态4：s1关断、s2关断，导通时间(ts)为1-2d；
[0117][0118]
模态2：s1导通、s2关断，导通时间(ts)为d；
[0119][0120]
模态3：s1关断、s2导通，导通时间(ts)为d。
[0121][0122]
步骤b4、分别根据占空比大于0.5时工作模态下的状态方程及占空比d小于0.5时工作模态下的状态方程，并结合公式(9)-(11)求取一个工作周期内两个占空比区域的状态平均方程，结果为两个不同占空比区域的状态方程相同，证明本发明的控制器的参数可应用于全占空比区间，从而避免了变换器工作区域切换时，控制器参数难以整定的问题；则全占空比区间的状态空间方程：
[0123][0124]
步骤b5、通过全占空比区间的状态空间方程，求取变换器小信号模型及传递函数：
[0125]
根据变全占空比区间的状态空间方程求得变换器的静态工作点为：
[0126][0127]
根据式(19)可得电感电流和输出电压的稳态值分别为：
[0128][0129]
引入小信号扰动，在稳态工作点处对状态空间方程进行线性化：
[0130][0131]
式中，u
in
、uo分别为输入电压、输出电压的直流分量，为控制变量占空比的交流分量。
[0132]
将式(21)带入式(18)，得到状态方程小信号模型为：
[0133][0134]
对式(22)进行拉普拉斯变换，得到控制-电流、控制-电压的传递函数。
[0135]
实施例2
[0136]
三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略，基于上述传递函数设计pl控制器对全三电平boost pfc变换器进行控制，如图7所示，控制系统采用电压外环和电流内环相结合的双闭环控制结构，电压外环控制输出电压，电流内环控制电感电流，使电感电流波形趋近整流桥输入电压波形，达到功率因数校正的目的；设计电压平衡控制器，避免了传统控制策略中逻辑判断表达式复杂的推导过程，并且有利于提高控制器响应速度；保证三电平boost pfc变换器的中点电位平衡。具体包括以下步骤：
[0137]
步骤1、双闭环控制模块首先对v
c1
、v
c2
求和得到vo，再将vo与电压参考值进行比较得到误差信号，误差信号经控制器pl得到电流参考值，之后将电流参考值和v
in
经乘法器得
到电感电流参考值，然后电感电流参考值经pl控制器得到电感电流控制信号；
[0138]
步骤2、电压平衡控制器先将输出端v
c1
、v
c2
的误差参考值设为0，再将误差参考值和v
c1
、v
c2
的差值进行比较得到误差信号，之后误差信号通过比例控制器p得到补偿量δd；
[0139]
步骤3、将补偿量δd与电感电流控制信号结合，得到控制信号，控制信号和三角载波通过比较器产生相移180度的两路pwm控制信号，驱动s1和s2实现通断。
[0140]
如图8所示，单相三电平boost功率因数校正变换器传统控制策略运用逻辑判断电路实现电容电压平衡，根据整流后输入电压v
in
与输出电压vo，将电路分为两种运行情况，根据电路运行情况的不同，得到不同的逻辑控制信号，再通过逻辑电路输出开关管控制信号。
[0141]
第一种0＜v
in
＜vo/2，输入电压小于电容电压。在这种情况下要使电感电流上升，则电路应处于工作模态1，此时电流上升电感电压达到最大。接着要使电感电流减小，使其处于放电状态，则电路应处于工作模态2或者工作模态3。模态2时电感c2充电储存能量电压上升，c1放电释放能量电压下降。在一定范围内切换到模式3，使c2电压下降，c1电压上升。使两个电容在一定范围内保持电压平衡相等。
[0142]
第二种vo/2＜v
in
＜vo，输入电压大于电容电压。这种情况下电感电流增加，电路运行在模态2、模态3，同上述一样为了使两个电容电压在一定范围内保持平衡，就需要模态2、模态3的不断切换。此时要使电感电流减小就要使电路工作在模态4，使电感电流下降。
[0143]
通常设定g1表示电路状态，g2表示负载端电容电压的平衡情况，g3表示平均电流控制信号，当g3＝1时表示电感电流增大，反之减小，当开关管s＝1时表示导通，反之关断，其中g1和g2具体可表示为：
[0144][0145]
三个逻辑信号g1、g2、g3共有8种组合，对应的开关管s1、s2控制信号如表1所示：
[0146]
表1开关控制信号
[0147][0148]
由表1可得开关控制信号的逻辑关系式为：
[0149][0150]
通过以上方式，本发明三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略，采用小信号模型的优化，使参数更加容易整定；使输出电压波形更为平缓，电压纹波抑制效果更好。
本发明boost pfc三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略，相比传统控制策略，电压平衡控制器的改进，避免了电感电流波形出现畸变，有利于提高功率因数校正效果，进而提高控制器响应速度。
[0151]
实施例3
[0152]
基于psim平台搭建单相三电平boost功率因数校正电路仿真模型，分别对传统控制策略和全占空比范围控制策略进行仿真实验，对两种控制策略的控制效果进行对比分析。为了验证传统控制策略的可行性，在低电压、小负载的情况下进行了仿真实验，如图9所示，当输入电压给定30v时，输出电压可以稳定在65v左右；电感电流的波形随输入电压的相位变化而变化，两者相位基本保持一致，可达到功率因数校正的目的。
[0153]
取单相三电平boost pfc变换器参数：输入电压v
in
取值220v，输出电压vo取值400v，电感l取值1mh，电容c1和c2取值550uf。图10～12为两种控制策略仿真结果对比图。
[0154]
从图10a-b可以看出当给定输入电压220v、参考电压400v时，输出电压可稳定保持在400v的幅值处；直流端两个电容分别承受一半的输出电压，两个电容电压稳定在200v的幅值处，可以实现tlbp变换器的中点电位平衡；电感电流波形可跟随输入电压波形变化，实现功率因数校正的目的。从输出电流的波形上看，全占空比控制策略的电压波形更为平缓，交错控制电压纹波更小。从图10c-d中可以看出未加电压平衡控制之前，输出电压保持在400v，但两电容电压幅值相差过大，中点电位无法平衡，影响变换器的安全运行。加入电压平衡控制器后，两电容电压可保持在200v的幅值处，保证了变换器的安全运行。
[0155]
从图11a-b中可以看出全占空比控制电容电压幅值波动更小，控制效果良好。从图11c-d可以看到两个电容电压并不完全相等，而是在200v的幅值处呈上下交错变化的状态，这是由于电路参数误差，外界扰动等因素引起，其变化幅度在误差范围之内，两电容电压之和等于输出电压，仍可保持变换器的中点电位平衡。
[0156]
从图12a-b波形图上可以看到电路处于稳定状态，电感电流波形跟随输入电流的波形变换，可实现功率因数校正的目的。从图12c可以看到传统控制策略系统虽能稳定运行，但电感电流波形发生畸变，畸变原因主要有逻辑电路滞环特性影响控制器响应速度，三电平拓扑二倍频纹波导致电感电流出现三次谐波，此外变换器工作区域的切换也可能导致电感电流波形出现畸变。从图12d可以看到全占空比控制策略，电感电流波形完整，无明显畸变产生。

技术特征：
1.三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略，其特征在于，所述变换器的传递函数包括：控制-电流的传递函数：上式中，c1、c2为电容，v
in
为输入电压，l为电感，s为开关管，v
o
为输出电压，r为电阻，i
l
为电感电流，d为占空比，i
l
为电感电流稳态值，d为占空比稳态值；控制-电压的传递函数：2.根据权利要求1所述的三电平boost pfc变换器的全占空比范围控制策略，其特征在于，所述变换器的传递函数的获取过程如下：步骤a、建立三电平boost pfc变换器四种工作模态的状态方程；步骤b、根据四种模态的状态方程，采用状态空间平均法建立单相三电平boost pfc变换器的全占空比统一小信号模型，并推导传递函数。3.根据权利要求2所述的三电平boost pfc变换器控制器，其特征在于，步骤a中的状态方程包括：模态1的状态方程为：上式中，t为时间；模态2的状态方程为：上式中，v
c2
为电容c1的电压；模态3的状态方程为：上式中，v
c1
为电容c1的电压，模态4的状态方程为：4.根据权利要求3所述的三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略，其特征在于，步骤b包括以下步骤：步骤b1、假设tlbp变换器直流端电容电压保持平衡，电容电压之和等于输出电压，输入
和输出电压表示为：步骤b2、选取单相三电平boost pfc变换器的电感电流i
l
和输出电压v
o
作为状态变量，并将电容电压v
c1
、v
c2
表示为每一工作状态下的连续线性电压，则输出电压v
o
用电容电压之和表示为：v
o
(t)＝v
c1
(t)+v
c2
(t)
ꢀꢀꢀꢀ
(8)；对式(8)求导可得：由电磁感应定律可得电感电压计算公式：由电容电流计算公式可得：步骤b3、当占空比大于0.5时，该工作区域的状态方程为模态1、模态2、模态3三种工作模态下的状态方程，当占空比d小于0.5时，该工作区域的状态方程为模态4、模态2、模态3三种工作模态下的状态方程；步骤b4、根据占空比大于0.5时工作模态下的状态方程及占空比小于0.5时工作模态下的状态方程，结合公式(9-11)得到全占空比区间的状态空间方程：步骤b5、通过全占空比区间的状态空间方程，求取变换器小信号模型及传递函数。5.根据权利要求4所述的三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略，其特征在于，步骤b5中变换器小信号模型及传递函数的计算过程如下：根据所述全占空比区间的状态空间方程求得变换器的静态工作点为：根据式(19)可得电感电流和输出电压的稳态值分别为：引入小信号扰动，在稳态工作点处对状态空间方程进行线性化：
式中，u
in
、u
o
分别为输入电压、输出电压的直流分量，为控制变量占空比的交流分量；将式(21)带入式(18)，得到状态方程小信号模型为：对式(22)进行拉普拉斯变换，得到控制-电流、控制-电压的传递函数。6.根据权利要求1所述的三电平boost pfc变换器全占空比范围控制策略，其特征在于，包括以下步骤：步骤1、根据v
c1
、v
c2
获得v
o
，将所述v
o
与电压参考值进行比较得到误差信号，所述误差信号经pl控制器得到电流参考值，将所述电流参考值和v
in
经乘法器得到电感电流参考值，所述电感电流参考值经pl控制器得到电感电流控制信号；步骤2、将输出端v
c1
、v
c2
的误差参考值设为0，将所述误差参考值和v
c、
v
c2
的差值进行比较得到误差信号，所述误差信号通过比例控制器p得到补偿量δd；步骤3、将所述补偿量δd与电感电流控制信号结合，得到控制信号，所述控制信号和三角载波通过比较器产生相移180度的两路pwm控制信号，驱动s1和s2实现通断。

技术总结
本发明公开了三电平Boost PFC变换器全占空比范围控制策略，控制系统采用电压外环和电流内环相结合的双闭环控制结构，电压外环控制输出电压，电流内环控制电感电流，使电感电流波形趋近整流桥输入电压波形，达到功率因数校正的目的；设计电压平衡控制器，避免了传统控制策略中逻辑判断表达式复杂的推导过程，并且有利于提高控制器响应速度；保证三电平Boost PFC变换器的中点电位平衡。PFC变换器的中点电位平衡。PFC变换器的中点电位平衡。


技术研发人员：马帅旗 邰亮 鲍存会
受保护的技术使用者：陕西理工大学
技术研发日：2023.07.04
技术公布日：2023/9/19