一种联合感知与通信一体化方法

1.本发明属于无线通信技术领域，涉及一种联合感知与通信一体化方，特别是一种基于wfrft-otfs波形的联合感知与通信一体化方法。


背景技术：

2.全新通信业务中对空口能力日益增强的需求，驱动着下一代移动通信网络(the sixth generation of mobile communications system，6g)朝着构建多维度的体系和方向发展。在第六代通信系统中，除了传统通信能力的提升之外，还将提供计算、感知、人工智能和安全等能力。其中，感知能力将成为未来移动通信网络的重要特性，将支撑无人驾驶、无人制造等新业务，加速无线通信技术的发展。
3.感知与通信，这两个技术各自具备不同的特点，在传统观念里有着极大的鸿沟。在6g移动通信系统中，预计将使用更高的频段(毫米波乃至太赫兹)、更宽的带宽和更大规模的天线阵列，这使得新一代通信系统将具有与感知系统相似的工作频谱和硬件结构。随着massive mimo、软件无线电等技术的发展，通信和感知在波形、基带数字信号处理方面有了统一的可能性，联合感知与通信一体化(integrated sensing and communication，isac)的概念逐渐在学术界开始流行。isac系统同时具备通信与感知能力，且两套功能复用同一组硬件和波形，可以在一个系统中同时实现高质量的通信和高精度的感知，具有提升频谱效率和硬件资源利用率，降低应用成本等特点。目前，isac系统的研究主要分为基于感知体系的一体化系统和基于通信体系的一体化系统两类。基于感知体系的一体化系统是将通信信息嵌入到感知探测的信号中，常用波形包括线性调频信号、调频连续波信号和调相连续波信号等。而基于通信体系的一体化系统是在通信信号的发射端增加雷达功能，接收通信信号的回波并处理，从而得到目标和信道的信息，常用波形包括单载波(single carrier，sc)，正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，ofdm)，正交时频空(orthogonal time frequency space，otfs)等。其中，otfs波形的符号位于时延多普勒域，允许传输信号与延迟和多普勒频移直接产生相互作用，这与传感的目的完全一致，因此otfs波形成为了jsac系统中备受关注的候选方案。
4.otfs调制可以看作是传统多载波波形的一种广义预编码方案，在提高误比特率性能的前提下，还与传统多载波调制系统保持有很好的兼容性。然而，otfs调制也同传统多载波调制技术一样，存在高峰均功率比的问题。otfs系统的峰均功率比会随着时延多普勒平面中多普勒频移的量化间隔数的增加而增加，这使得otfs系统中通常会出现较大功率比的峰值信号。当进入射频放大器的信号峰值功率大于功放的线性动态范围时，会引起带外弥散和带内干扰，导致通信和感知的性能受损。因此，如何抑制峰均功率比(peak to average power ratio，papr)是jsac系统需要应对的重要问题之一。
5.文献“on the performance of integrated orthogonal time frequency space framework based on wfrft”基于加权分数阶傅里叶变换(weighted fractional fourier transform，wfrft)和otfs波形，搭建了一种二维参数可调的、一体化融合波形框架，并用于
在复杂信道中实现高质量的通信。通过二维参数的灵活选择，wfrft-otfs波形框架可以简化为otfs、a-ofdm、hc、ofdm、sc等波形，相对于单一波形系统，wfrft-otfs波形具有更好的折中性与灵活性。然而，该文献并没有充分利用wfrft-otfs波形高灵活性的特点，仅在接收机对信号进行处理而忽觉了发射机对信号的预处理，对信号的处理过程受信道噪声的影响较大。
6.文献“signal interference elimination based on autoencoder for integrated sensing and communication”建立了以ofdm信号为基础的联合通信与感知一体化系统，并消除了传输过程中的干扰来保证感知与通信的精度。然而，该技术所考虑的ofdm波形对时延不够敏感，因此对信号时延的感知性能并不理想。
7.文献“joint radar-communication with cyclic prefixed single carrier waveforms”中采用循环前缀单载波(cyclic prefix single carrier，cp-sc)波形来实现感知和通信的一体化，并基于最大似然算法的原理推导了进行目标的范围和速度检测/估计的有效算法。经过验证，该方法的估计的性能优于基于传统信道估计的方法，且相对于使用多载波的通感一体化系统，循环前缀单载波具有明显的低峰均功率比优势。然而，基于sc波形缺乏对多普勒频偏的敏感度，这使得该系统对频偏的估计性能不够理想。
8.文献“on the effectiveness of otfs for joint radar parameter estimation and communication”使用otfs波形来实现联合感知和通信一体化系统，并基于otfs波形推导出了一种近似的最大似然(maximum likelihood，ml)估计算法。经过验证，使用otfs波形进行雷达参数估计的方法，其性能相对于使用传统线性调频波的方法十分接近，且在估计方面显著优于接收端的信道估计算法，实现了精确有效的估计。该方案仅使用一种波形作为估计方案，在面对复杂信道环境时缺乏灵活性。


技术实现要素：

9.针对上述现有技术，本发明要解决的技术问题是提供一种基于加权分数阶傅里叶变换和正交时频空波形所搭建的联合感知与通信一体化方法，通过引入可调的加权变换系数，在保持正交时频空波形时延多普勒域高分辨率的前提下，有效的降低了信号的峰均功率比，并通过发射端的信号预处理实现通信系统与感知系统波形和硬件的复用，提高通信系统的性能。
10.为解决上述技术问题，本发明的一种联合感知与通信一体化方法，包括：
11.步骤一：对于待发送的nc位串行数据进行星座映射和串/并转换，映射后得到n行m列的基带数据x[k,l]，其中x[k,l]位于加权分数域上；
[0012]
步骤二：通过对x[k,l]按每列做n点的加权分数阶傅里叶变换，将分数域上基带数据映射到时延多普勒域，得到加权后的符号x[k
′
,l
′
]；
[0013]
步骤三：对时延多普勒域上的数据进行二维的辛傅里叶逆变换，将时延多普勒域上的数据x[k
′
,l
′
]映射为时频域上的数据x[n,m]；
[0014]
步骤四：对x[n,m]进行heisenberg变换，得到一维的时域信号
[0015]
步骤五：对信号做预均衡，抑制信道中信号的自干扰，得到预均衡后的发射信号其中q为预均衡矩阵，q＝h
*
/(η＝h
*
)＝h-1
，h为nm＝nm维的时域信道的等
效矩阵；
[0016]
步骤六：信号s(t)经由发射机向目标接收机发射，经过信道后，接收机接收到信号r(t)，同时，一部分信号经由目标反射，回到发射机位置，发射机上的雷达接收机探测得到回波信号
[0017]
步骤七：在发射机中，对回波信号进行otfs解调和对应的加权分数阶傅里叶逆变换，得到还原的样本信号y
echo
，计算得到接收信号主径的估计值然后根据最小化对数似然函数估计得到参数θ，所述参数θ包括主路径增益回波时延和回波多普勒频偏所述估计过程包括：首先根据回波的时延和多普勒频偏的范围，构建二维的整数时延多普勒网络，分别计算每一个网格节点上的对数似然函数，寻找对数似然函数最小的节点，对数似然函数最小的节点附近设定范围的分数时延和多普勒频偏进行二次估计，得出估计参数的精确值；在接收机中，对接收信号做otfs解调和对应的加权分数阶傅里叶逆变换，还原出发射的信息；
[0018]
步骤八：发射机中基于回波检测估计得到的信道信息，被作为已知的信息用于下一帧信号的预处理，接收机中输出判决还原的信号，完成通信过程。
[0019]
进一步的，加权后的符号x[k
′
,l
′
]具体为：
[0020][0021]
其中，α为加权变换的阶次，表示对符号x[k,l]做i次傅里叶变换，wfrft的加权系数表示为：
[0022][0023]
进一步的，步骤三所述将时延多普勒域上的数据x[k
′
,l
′
]映射为时频域上的数据x[n,m]具体为：
[0024][0025]
进一步的，步骤四所述一维的时域信号具体为：
[0026][0027]
其中，g
tx
(t)是时域的连续的基带脉冲成型函数，δf是子载波带宽，t是子符号持续时间。
[0028]
进一步的，nm
×
nm维的时域信道的等效矩阵h具体为：
[0029][0030]
其中，为取决于时延τi的nm
×
nm维置换矩阵，为取决于多普勒频偏υi的nm
×
nm维的频偏矩阵。
[0031]
进一步的，步骤六所述信号r(t)回波信号具体为：
[0032][0033]
其中，p表示信道中的路径数量，h(υ,τ)表示信道响应函数，τ和υ分别是路径时延和多普勒频偏；
[0034][0035]
其中，分别为回波信号所经过路径信道衰落、多普勒频偏和时延，且在回波信道中，主路径的时延被近似为信号传输主信道时延的两倍，且二者具有相同的多普勒频偏。
[0036]
进一步的，得到样本信号y
echo
具体为：
[0037]
将传输符号和接收样本的n
×
m矩阵写为nc×
1维列向量，得到回波的输入输出关系矩阵为：
[0038][0039]
其中w
α
是wfrft的矩阵形式，表示为：
[0040][0041]fn
表示n点的傅里叶变换，θ
otfs
是otfs调制的变换矩阵，包含二维的辛傅里叶变换和一维的heisenberg变换，为otfs解调矩阵，包含辛傅里叶变换和wigner变换，其中wigner变换是heisenberg变换的逆运算。
[0042]
进一步的，接收信号主径的估计值具体为：
[0043][0044]
其中，表示对回波信道矩阵的估计值，x为发送的基带数据。
[0045]
进一步的，最小化对数似然函数具体为：
[0046]
[0047]
其中，ρ(a,b)表示向量之间的相关性，满足：
[0048][0049]
本发明的有益效果：本发明使用wfrft-otfs波形搭建了全新的感知与通信一体化方法。一方面，通过引入可调的加权系数，在一套波形框架的基础实现了多种波形的融合。相对传统的使用otfs/ofdm等多载波系统的jsac系统，使用wfrft-otfs波形的通感一体化系统具有papr更低，灵活性更高等优势。而相对于使用sc的jsac系统，wfrft-otfs保留了otfs波形对时延和多普勒网络的敏感特性，且在高速复杂信道中具有明显的优势。另一方面，基于感知的结果，本专利提出了基于wfrft-otfs波形的发射端预处理方法，采用迫零(zero forcing，zf)预均衡的思路，显著提高了通信系统的性能。本发明通过对感知和通信两种系统之间的软/硬件复用，降低了系统硬件成本，提高了频带利用率，并基于感知的结果辅助提升通信性能。系统的具体效果通过对目标感知的性能、信号的峰均功率比和误码率性能进行仿真对比来体现。本发明应用于针对与目标具有较高移动速度，且对于通信质量具有较高要求的通信系统中，如车联网、无人机通信等。
附图说明
[0050]
图1是基于wfrft-otfs波形的通感一体化系统框架；
[0051]
图2是通信感知一体化传输信道模型；
[0052]
图3是二维时延多普勒网格；
[0053]
图4是速度估计性能；
[0054]
图5是距离估计性能；
[0055]
图6是误码率性能对比；
[0056]
图7是峰均功率比性能对比。
具体实施方式
[0057]
下面结合说明书附图和实施例对本发明做进一步说明。
[0058]
基于本发明提出的wfrft-otfs波形联合感知与通信一体化方法，其系统框图如图1所示，本发明具体实现流程如下述步骤所示：
[0059]
步骤一：对于待发送的nc位串行数据，进行星座映射和串/并转换。映射后的得到n行m列的基带数据x[k,l]，其中x[k,l]位于加权分数域上。
[0060]
步骤二：通过对x[k,l]按每列做n点的加权分数阶傅里叶变换，将分数域上基带数据映射到时延多普勒域，得到加权后的符号x[k
′
,l
′
]，被表示为：
[0061][0062]
其中，α为加权变换的阶次，表示对符号x[k,l]做i次傅里叶变换。wfrft的加权
系数可表示为：
[0063][0064]
整个时延多普勒平面以时延τ和多普勒频移υ为单位维度，被分割成离散的网络γ，如(3)所示。其中n、m分别表示otfs调制中的子符号数和子载波数，1/nt和1/mδf则表示时延τ和多普勒频移υ的量化单位。
[0065]
γ＝{(k
′
/nt,l
′
/mδf),k＝0,...,n-1,l＝0,...,m-1}(3)
[0066]
步骤三：对时延多普勒域上的数据进行二维的辛傅里叶逆变换(isfft)，将时延多普勒域上的数据x[k
′
,l
′
]映射为时频域上的数据x[n,m]：
[0067][0068]
步骤四：对x[n,m]做heisenberg变换，得到一维的时域信号s(t)，heisenberg变换被视作是傅里叶变换的广义形式。
[0069][0070]
其中，g
tx
(t)是时域的连续的基带脉冲成型函数。
[0071]
步骤五：基于感知估计的信道信息，包括路径时延τ和多普勒频偏υ，可以在发射端搭建出信道的矩阵模型，表示为：
[0072][0073]
h表示一个nm
×
nm维的复信道矩阵，为取决于时延τi的nm
×
nm维置换矩阵，为取决于多普勒频偏υi的nm
×
nm维的频偏矩阵。基于估计的信道矩阵h对信号预均衡，抑制信道中信号的自干扰，提升通信系统的精度。在本方法中，采用zf准则作为预处理的方法，考虑通信过程的矩阵模型为：
[0074][0075]
其中为q预均衡矩阵，h为时域信道的等效矩阵，基于zf预均衡算法的原理，令：
[0076][0077]
则有预均衡矩阵q＝h
*
/(η
×h*
)＝h-1
。预均衡后得到发射信号表示为：
[0078][0079]
步骤六：信号s(t)经由发射机向目标接收机发射，过程如图2所示。经过信道后，接收机接收到的信号为：
[0080][0081]
其中p表示信道中的路径数量，h(υ,τ)表示信道响应函数，τ和υ分别是路径的时延和多普勒频偏。此外，一部分信号经由目标反射，回到发射机位置，发射机上的雷达接收机
探测得到回波信号：
[0082][0083]
分别为回波信号所经过路径信道衰落、多普勒频偏和时延，且在回波信道中，主路径的时延可以被近似为信号传输主信道时延的两倍，且二者具有相同的多普勒频偏。显然，基于回波信号和发射信号，可以有效的估计出目标的速度、位置等信息，进而对整个传输信道的参数进行感知。
[0084]
步骤七：分别在发射机雷达端和接收机对回波信号和接收信号进行处理。其中，在发射机中，对回波信号进行otfs解调和对应的加权分数阶傅里叶逆变换，得到还原的样本信号。将传输符号和接收样本的n
×
m矩阵写为nc×
1维列向量，即可得到回波的输入输出关系矩阵为：
[0085][0086]
其中w
α
是wfrft的矩阵形式，表示为：
[0087][0088]fn
表示n点的傅里叶变换，θ
otfs
是otfs调制的变换矩阵，包含二维的辛傅里叶变换和一维的heisenberg变换，为otfs解调矩阵，包含辛傅里叶变换和wigner变换，其中wigner变换是heisenberg变换的逆运算。
[0089]
在雷达系统，需要估计的参数θ主要包括路径增益回波时延和回波多普勒频偏在初期的研究中，我们优先考虑具有较大直射主径的模型，在这种前提下，其余路径被视为干扰。根据输入输出关系，接收信号主径的估计值为：
[0090][0091]
表示对回波信道矩阵的估计值，根据最大似然估计原理，给出了需要最小化的对数似然函数为：
[0092][0093]
其中x为发送的基带数据，y
echo
为经过解调的回波接收数据，θ为需要估计的目标参数。显然，同时对三个未知量进行估计，其计算复杂度是我们无法接受的，在对目标速度和距离的检测中，我们优先考虑对回波时延和多普勒频偏的估计，因此对公式(15)进行改进，令ρ(a,bp表示向量之间的相关性，则有：
[0094][0095]
令则最小化对数似然函数可以被改写为：
[0096][0097]
为了提高估计的效率，信道参数估计的过程被简化为在离散二维的时延多普勒网格上寻找令对数似然函数l(y
echo
||θ,x)取值最小的点，并采用整数-分数两层估计来进一步降低需要计算的点数。如图3所示，基于回波的时延和多普勒频偏的范围，首先构建整数时延多普勒网络，分别计算每一个整数节点上的对数似然函数，寻找对数似然函数最小的节点，然后对对数似然函数取值最小的节点附近的分数时延和多普勒频偏进行二次估计，得出估计参数的精确值。
[0098]
在接收机中，对接收信号做otfs解调和对应的加权分数阶傅里叶逆变换，还原出发射的信息。
[0099]
步骤八：发射机中基于回波检测估计得到的信道信息，被作为已知的信息用于下一帧信号的预处理。接收机中输出判决还原的信号，完成通信过程。
[0100]
下面结合具体参数及仿真结果对发明做进一步说明。
[0101]
仿真中，信道为具有主径的时延多普勒信道，假设回波信道的主径时延为发射信道的二倍，且目标的运动方向为直线运动。发射信号的数据长度为128bit，基带调制方式为4-qam，采样频率为1mhz，载波频率为26ghz。感知目标的最大移动速度为500m/s，发射机和接收机之间的最大距离为2km。
[0102]
对于基于wfrft-otfs波形的jsac系统，在选取不同加权参数时的感知均方误差、误码率、峰均功率比等性能，仿真结果如下图所示：
[0103]
图4和图5分别是选取不同加权系数的情况下，使用wfrft-otfs波形对目标的速度和距离进行感知的均方误差。从图中可以看出，wfrft-otfs波形所搭建的jsac框架在进行感知时，其性能随加权变换系数的变化存在一定的差异。但这种感知性能上的差距并不明显，且不同加权参数波形的感知系统在高信噪比条件下具有相同的均方误差下限。
[0104]
图6中对比了采用本专利提出的基于wfrft-otfs波形的发射端迫零预均衡和传统的接收端迫零均衡方法的误码率差异；图7则对不同系数下wfrft-otfs波形的峰均功率比进行了仿真。仿真中，信号的总符号数nc为128bit，时延轴采样点数m为16，多普勒轴采样点数n为8，在计算papr时采用了4倍过采样。显然，通过调整加权系数α，可以有效的降低信号的峰均功率比，同时影响信号的误码率性能。当α＝0时，wfrft-otfs波形被简化为otfs波形，此时信号的峰均功率比较高，但otfs具有较高的时延多普勒域分辨率，在后续的信号处
理中具有一定的优势。当α＝1时，wfrft-otfs波形被简化为单载波，此时信号具有较低的峰均功率比性能。另一方面，传统的接收端均衡方法虽然可以较好的抑制信号的自干扰，但会放大信号中的噪声部分，因此造成误码率的损失。本专利通过在发射端采取预均衡的方法，避免了处理过程中对噪声的放大，取得了相对更好的误码率性能。
[0105]
因此，本发明提出的基于wfrft-otfs波形的通感一体化方法，相对于使用otfs/ofdm/sc等波形的jsac系统，通过加权系数α对峰均功率比和误码率的精确抑制，实现了对性能的进一步优化。另一方面，利用对目标运动和位置的感知估计结果，在发射端对信号进行迫零预均衡，显著提高了通信系统的传输质量。

技术特征：
1.一种联合感知与通信一体化方法，其特征在于，包括：步骤一：对于待发送的n
c
位串行数据进行星座映射和串/并转换，映射后得到n行m列的基带数据x[k,l]，其中x[k,l]位于加权分数域上；步骤二：通过对x[k,l]按每列做n点的加权分数阶傅里叶变换，将分数域上基带数据映射到时延多普勒域，得到加权后的符号x[k
′
,l
′
]；步骤三：对时延多普勒域上的数据进行二维的辛傅里叶逆变换，将时延多普勒域上的数据x[k
′
,l
′
]映射为时频域上的数据x[n,m]；步骤四：对x[n,m]进行heisenberg变换，得到一维的时域信号步骤五：对信号做预均衡，抑制信道中信号的自干扰，得到预均衡后的发射信号其中q为预均衡矩阵，q＝h
*
/(η
×
h
*
)＝h-1
，h为nm
×
nm维的时域信道的等效矩阵；步骤六：信号s(t)经由发射机向目标接收机发射，经过信道后，接收机接收到信号r(t)，同时，一部分信号经由目标反射，回到发射机位置，发射机上的雷达接收机探测得到回波信号步骤七：在发射机中，对回波信号进行otfs解调和对应的加权分数阶傅里叶逆变换，得到还原的样本信号y
echo
，计算得到接收信号主径的估计值然后根据最小化对数似然函数估计得到参数θ，所述参数θ包括主路径增益回波时延和回波多普勒频偏所述估计过程包括：首先根据回波的时延和多普勒频偏的范围，构建二维的整数时延多普勒网络，分别计算每一个网格节点上的对数似然函数，寻找对数似然函数最小的节点，对数似然函数最小的节点附近设定范围的分数时延和多普勒频偏进行二次估计，得出估计参数的精确值；在接收机中，对接收信号做otfs解调和对应的加权分数阶傅里叶逆变换，还原出发射的信息；步骤八：发射机中基于回波检测估计得到的信道信息，被作为已知的信息用于下一帧信号的预处理，接收机中输出判决还原的信号，完成通信过程。2.根据权利要求1所述一种联合感知与通信一体化方法，其特征在于：加权后的符号x[k
′
,l
′
]具体为：其中，α为加权变换的阶次，表示对符号x[k,l]做i次傅里叶变换，wfrft的加权系数表示为：3.根据权利要求1所述一种联合感知与通信一体化方法，其特征在于：步骤三所述将时延多普勒域上的数据x[k
′
,l
′
]映射为时频域上的数据x[n,m]具体为：
4.根据权利要求1所述一种联合感知与通信一体化方法，其特征在于：步骤四所述一维的时域信号具体为：其中，g
tx
(t)是时域的连续的基带脉冲成型函数，δf是子载波带宽，t是子符号持续时间。5.根据权利要求1所述一种联合感知与通信一体化方法，其特征在于：nm
×
nm维的时域信道的等效矩阵h具体为：其中，为取决于时延τ
i
的nm
×
nm维置换矩阵，为取决于多普勒频偏υ
i
的nm
×
nm维的频偏矩阵。6.根据权利要求1所述一种联合感知与通信一体化方法，其特征在于：步骤六所述信号r(t)回波信号具体为：其中，p表示信道中的路径数量，h(υ,τ)表示信道响应函数，τ和υ分别是路径时延和多普勒频偏；其中，分别为回波信号所经过路径信道衰落、多普勒频偏和时延，且在回波信道中，主路径的时延被近似为信号传输主信道时延的两倍，且二者具有相同的多普勒频偏。7.根据权利要求1所述一种联合感知与通信一体化方法，其特征在于：得到样本信号y
echo
具体为：将传输符号和接收样本的n
×
m矩阵写为n
c
×
1维列向量，得到回波的输入输出关系矩阵为：其中w
α
是wfrft的矩阵形式，表示为：
f
n
表示n点的傅里叶变换，θ
otfs
是otfs调制的变换矩阵，包含二维的辛傅里叶变换和一维的heisenberg变换，为otfs解调矩阵，包含辛傅里叶变换和wigner变换，其中wigner变换是heisenberg变换的逆运算。8.根据权利要求1所述一种联合感知与通信一体化方法，其特征在于：接收信号主径的估计值具体为：其中，表示对回波信道矩阵的估计值，x为发送的基带数据。9.根据权利要求1所述一种联合感知与通信一体化方法，其特征在于：最小化对数似然函数具体为：其中，ρ(a,b)表示向量之间的相关性，满足：

技术总结
本发明公开了一种联合感知与通信一体化方法，首先在发射端对基带数据进行加权分数傅立叶变换和进行OTFS调制，调制信号经过预处理后被发送；信号经历信道后，到达接收机，其中一部分功率进入被接收机天线接收，经过解调并判决后还原出数据信息，另一部分功率被接收机表面反射回到发射机；发射机的雷达天线部分接收回波信号，经过OTFS解调和加权逆变换之后，在加权分数域内完成对于信道中时延和多普勒频偏参数的感知估计，并基于感知估计结果，设置预均衡模块参数，实现对新一帧信号的预处理。本发明通过对感知和通信两种系统之间的软/硬件复用，降低了系统硬件成本，提高了频带利用率，并基于感知的结果辅助提升通信性能。并基于感知的结果辅助提升通信性能。并基于感知的结果辅助提升通信性能。


技术研发人员：王震铎 谌星宇 宁晓燕 谭正锋 朱泳璋
受保护的技术使用者：哈尔滨工程大学
技术研发日：2023.04.06
技术公布日：2023/7/28