开关电源及计算设备的制作方法

1.本技术涉及电源技术领域，特别涉及一种开关电源及计算设备。


背景技术：

2.随着信息技术的发展，服务器对其开关电源的功率密度、响应性能的要求越来越高。谐振电感(lr)、变压器励磁电感(lm)和谐振电容(c)变换器作为开关电源的核心器件，其性能决定了开关电源的性能。
3.llc变换器是一种将直流电转换成交流电、或者将交流电转换成直流电的转换器，可以为服务器中的大小不同的负载提供电能。其中，当负载较大时，llc变换器需提高输出功率，当负载较小时，llc变化器需降低输出功率。其中，无论是高功率输出还是低功率输出，均需要保证电源效率。
4.为了保证低功率输出时的电源效率，llc变换器采用非连续模式向外输出功率。即在一段时间内向外输出功率，在下一段时间内不向外输出功率，然后在再下一段时间内向外输出功率。在目前的非连续模式中，一个不向外输出功率的时间段较长，若在此期间，负载增大，则会发生电压跌落。另外，一个向外输出功率的时间段也较长，若在此期间，负载进一步降低，则会发生电压过冲(overshoot)。


技术实现要素：

5.本技术实施例提供了一种开关电源及计算设备，可以避免负载变化时的过冲现象以及提高电源效率。
6.第一方面，提供了一种开关电源，开关电源包括llc变换器；其中，llc变换器包括开关电路、llc谐振电路、储能电路、控制器、第一检测电路和第二检测电路；开关电路的输入端电连接前级电路的输出端；谐振电路的输入端电连接开关电路的输出端，储能电路电连接储能电路的输出端；第一检测电路的输入端电连接谐振电路；第一检测电路的输出端电连接控制器的第一输入端；第二检测电路的输入端电连接储能电路，第二检测电路的输出端电连接控制器的第二输入端；其中，开关电路包括第一开关管和第二开关管，第一开关管和第二开关管串联；储能电路包括储能电容；控制器的第一控制信号输出端电连接第一开关管的控制端；控制器的第二控制信号输出端电连接第二开关管的控制端；第一控制信号输出端用于输出第一控制信号，第一控制信号用于控制第一开关的开关状态；第二控制信号输出端用于输出第二控制信号，第二控制信号用于控制第一开关的开关状态；第一检测电路用于检测llc谐振电路中励磁电感的电流；第二检测电路用于检测储能电容的电压；控制器还用于：在确定llc变换器的负载小于或等于第一阈值时，按照第一模式控制llc变换器的开关电路中的第一开关管和第二开关管的开关状态；其中，第一模式包括：在第一开关管的导通时长达到第一时长的情况下，控制第一开关管进入关断状态；以及控制第二开关管进入导通状态；在确定llc变换器的励磁电流为零的情况下，控制第二开关管进入关断状态；在确定储能电容的两端电压小于预设的电压阈值情况下，控制第一开关管导通。
7.在一种可能的实现方式中，控制器还用于：在确定llc变换器的负载大于第一阈值，且小于或等于第二阈值时，按照第二模式控制第一开关管和第二开关管的开关状态；第二模式包括：在第一开关管的导通时长达到第二时长时，控制第一开关管进入关断状态，以及控制第二开关管进入导通状态；在确定llc变换器的励磁电流为零时，控制第二开关管进入关断状态，以及控制第一开关管进入导通状态。
8.在一种可能的实现方式中，第二时长等于第一时长。
9.在一种可能的实现方式中，第一时长等于llc变换器在按照工作频率工作时的上管的导通时长。
10.在一种可能的实现方式中，工作频率为llc谐振电路的上限频率。
11.在一种可能的实现方式中，llc的变换器还包括整流电路，整流电路包括第三开关管和第四开关管；其中，在第一模式下，第三开关管的状态与第一开关管的开关状态相同；第四开关管持续处于关断状态。
12.在一种可能的实现方式中，控制器还用于：在确定llc变换器的负载大于第二阈值的情况下，按照llc变换器的工作频率，控制第一开关管和第二开关管的开关状态。
13.在一种可能的实现方式中，在第一开关管的导通时长达到第一时长的情况下，控制第一开关管进入关断状态后，控制器还用于：控制第一开关管保持第一死区时间后，控制第二开关管进入导通状态。
14.在一种可能的实现方式中，在确定llc变换器的励磁电流为零时，控制第二开关管进入关断状态后，控制器还用于：控制第二开关管保持第二死区时间后，控制第一开关管进入导通状态。
15.第二方面，提供了一种计算设备，包括如第一方面所提供的开关电源和负载；开关电源和负载电连接；开关电源用于为负载供电。
16.本技术实施例提供的开关电源在llc变换器的负载较小时，控制上管的导通时长，在上管关断后，尽可能的延迟上管进入导通状态时间，从而实现了在较小负载时的软开关，提高了电源效率。并且，llc变换器的一个工作周期的时间较短，在负载变化时，可以及时调整工作模式，从而避免了负载变化时的过冲现象。
附图说明
17.图1a为一种计算设备的结构示意图；
18.图1b为一种llc变换器的结构示意图；
19.图2为突发方式下的上下管控制信号示意图；
20.图3为本技术实施例提供的一种控制装置的结构示意图；
21.图4为本技术实施例提供的llc变换器控制方法的流程示意图；
22.图5为本技术实施例提供的一种控制信号和励磁电流关系示意图；
23.图6为本技术实施例提供的一种控制信号和励磁电流关系示意图；
24.图7为本技术实施例提供的一种控制信号和励磁电流关系示意图。
具体实施方式
25.下面将结合附图，对本技术实施例中的技术方案进行描述。显然，所描述的实施例
仅是本技术实施例一部分实施例，而不是全部的实施例。
26.在本技术实施例的描述中“一个实施例”或“一些实施例”等意味着在本技术实施例的一个或多个实施例中包括结合该实施例描述的特定特征、结构或特点。由此，在本技术实施例中的不同之处出现的语句“在一个实施例中”、“在一些实施例中”、“在其他一些实施例中”、“在另外一些实施例中”等不是必然都参考相同的实施例，而是意味着“一个或多个但不是所有的实施例”，除非是以其他方式另外特别强调。
27.其中，在本技术实施例的描述中，除非另有说明，“/”表示或的意思，例如，a/b可以表示a或b；本文中的“和/或”仅仅是一种描述关联物体的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，a和/或b，可以表示：单独存在a，同时存在a和b，单独存在b这三种情况。另外，在本技术实施例的描述中，“多个”是指两个或多于两个。
28.在本技术实施例的描述中，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。术语“包括”、“包含”、“具有”及它们的变形都意味着“包括但不限于”，除非是以其他方式另外特别强调。
29.如图1a所示，服务器、交换机、计算机等计算设备1中都包括开关电源11和负载12，该开关电源11为该负载12供电，其中，负载12包括风扇、主板、网卡等。开关电源11可以将输入的交流电压转换为后级负载所需的直流电压后，向负载12输出供电电压，保证负载12的正常运行。
30.在一种可能的实现方式中，开关电源11可以包括功率因素校正电路(power factor correction，pfc)和llc变换器100。
31.图1b示出了一种llc变换器100的电路结构示意图。该llc变换器100包括开关电路、谐振电路、变压电路、整流电路和储能电路。
32.其中，开关电路包括第一开关管qh、第二开关管q
l
；llc谐振电路包括谐振电感lr、变压器励磁电感lm和谐振电容cr；变压电路包括变压器；整流电路包括第三开关管sr1、第四开关管sr1；储能电路包括储能电容c。
33.可以理解的，储能电容c还具有滤波作用。
34.如图1b所示，第一开关管qh的第一端与电源的第一端(pfc电路的第一输出端)耦接；第一开关管qh的第二端与第二开关管q
l
的第一端耦接。
35.谐振电感lr的第一端、第一开关管qh的第二端与第二开关管q
l
的第一端耦接；谐振电容cr的第一端与谐振电感lr的第二端耦接；谐振电容cr的第二端与变压器励磁电感lm的第一端、变压器原边的第一端；电源的第二端(pfc电路的第二输出端)、第二开关管q
l
的第二端、励磁电感lm的第一端与变压器原边的第二端耦接。
36.变压器副边的第一端耦接第三开关管sr1的第一端；变压器副边的第二端耦接第四开关管sr2的第一端；变压器副边的第三端耦接储能电容c的第一端；第三开关管sr1的第二端、第四开关管sr2的第二端与储能电容c的第二端耦接。
37.其中，第一开关管qh和第二开关管q
l
中的二极管可以让llc变换器100在死区时间内续流工作。其中，死区时间是为了避免第一开关管qh、第二开关管q
l
同时导通而设置的一个保护时间段。
38.直流电压源输出的直流电通过交替驱动的第一开关管qh与第二开关管q
l
后，逆变
成交流信号。此时，交流信号为方波信号。
39.谐振电路可以将llc变换器100的开关电路逆变输出的方波信号变换为正弦波信号，并将正弦波输出至变压器原边绕组。可以理解的，该正弦波信号可以为近似正弦波信号。
40.变压器用于调整原边输入的正弦波的幅值。
41.整流电路用于对变压器输出的正弦波进行整流，将交流电转换成直流电。llc变换器100可以为负载r提供电能。其中，llc变换器100的输入端耦接直流电压源llc变换器100可以将直流电压源转换成负载r所需的电压v0，为负载提供r电能。储能电容c和负载r并联。当llc变换器100输出的电压高于储能电容c两端的电压时，储能电容c蓄能。当llc变换器100输出的电压小于储能电容c两端的电压时，储能电容c放电，为负载r提供电能。由此，在llc变换器100输出的电压小于储能电容c两端的电压时，例如，当llc变换器100的输出电压发生电压跌落时，储能电容c放电，为负载r提供电能，从而降低llc变换器100输出电压的电压跌落对负载r正常工作的影响。
42.示例性的，llc变换器100的输入端耦接的直流电压源可以为pfc电路的输出端。还可以为直接加载在llc变换器100的两端的直流电压源。
43.在该申请实施例中，当对第一开关管qh、第二开关管q
l
、第三开关管sr1、第四开关管sr1不做特别区分时，它们可以被简称为开关管。
44.开关管可以为金属氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，mosfet)、氮化镓和碳化硅等晶体管。
45.在llc变换器100工作期间，llc变换器100的整流电路和开关电路协同工作。具体而言，第三开关管sr1跟随第一开关管qh开关，第四开关管sr1跟随第二开关管q
l
开关。即，当第一开关管qh进入导通状态时，第三开关管sr1也进入导通状态，当第一开关管qh进入关断状态时，第三开关管sr1也进入关断状态，当第二开关管q
l
进入导通状态时，第四开关管sr1也进入导通状态，当第二开关管q
l
进入关断状态时，第四开关管sr1也进入关断状态。
46.上文示例介绍了llc变换器100的结构。接下来，介绍llc变换器100的工作特性。在下文描述中，第一开关管qh可以简称为上管，第二开关管q
l
可以简称为下管。
47.llc变换器100中变压器的原边的电压和llc变换器100的工作频率负相关，具体而言，工作频率越高，原边的电压越低；工作频率越低，原边的电压越高。这是由于谐振电路工作时，产生等效电阻，工作频率越低，电流越大，电压越高。
48.其中，llc变换器100的工作频率是指第一工作周期t的倒数。第一工作周期t由上管处于一个导通状态的时长、上管到下管的死区时间t
d(h-l)
、下管处于一个导通状态的时长、下管到上管的死区时间t
d(l-h)
组成。其中，上管到下管的死区时间是在上管的导通状态的结束时刻到下管的导通状态开始时刻的时长，下管到上管的死区时间是下管的导通状态结束时刻到上管的的导通状态的开始时刻之间的时长
49.当llc变换器100在负载较重时，通常持续按照工作频率，控制第一开关管qh和第二开关管q
l
在导通状态和关断状态之间来回切换。这种工作模式可以称为连续工作模式。其中，针对大小不同的负载，采用的工作频率不同。负载越重，工作频率越低。通常而言，工作频率的调整是指调整第一开关管qh和第二开关管q
l
的导通时长，也就是说，不同工作频率对应不同的第一开关管qh和第二开关管q
l
的导通时长。而不同工作频率对应的死区时间是
相同的。
50.受限于llc变换器100的结构以及第一开关管qh、第二开关管q
l
等其他器件的电学性能，工作频率不能无限大，而是具有谐振上限频率(fsmax)。
51.另外，要实现开关管(第一开关管qh和第二开关管q
l
)零电压开关，开关管两端的两端有电压的时刻必须滞后于有电流流经开关管的时刻，因此，必须使llc变换器的谐振电路始终工作在增益曲线的感性区域，让第一开关管qh和第二开关管q
l
在i
lm
的电流(即励磁电流)为负时导通。这需要llc变换器100在整个输入电压范围内和全负载条件下的最小开关频率(即最小工作频率)大于峰值增益频率，并留有一定裕量，以避免在输出短路或者其他情况下进入容性工作区域。也就是说，llc变换器100的工作频率具有谐振下限频率。
52.因此，llc变换器100是在谐振上限频率和谐振下限频率之间进行工作频率调整的。
53.若负载进一步降低，使得llc变换器100即使按照谐振上限频率工作，llc变换器100所能输出的电能仍大于负载所需的电能。这会导致多余电能在谐振电路中循环，使得电源效率较低。
54.针对上述情况，在一种方案中，在轻载时，llc变换器100采用非连续工作模式(例如不连续导电模式(discontinuous current mode，dcm))，来提高电源效率。具体如图2所示，图2为突发方式下的上下管控制信号示意图。
55.llc变换器100采用突发(burst)方式，向外输出能量。具体地，先在时间段t
bon
内按照工作频率工作，然后，在接下来的一段时间段t
off
内不工作，如，在时间段t
off
内，第一开关管qh和第二开关管q
l
一直处于关断状态。然后，在一个时间段t
bon
内按照工作频率工作，依此类推。其中，t
off
＝t
b-t
bon
。其中，时间段t
bon
由n1个第一工作周期组成，时间段t
off
大于或等于n2个第一工作周期，n1和n2均为大于2的正数，n1和n2可以相等，也可以不相等。其中，tb为突发方式下的发波周期，由连续发波阶段(即tbon)和不发波阶段(toff)组成。tb是人工设置或给定的，例如由llc变换器的设计者或生成者设定。
56.该方案在轻重负载切换时，可能发生电压过冲。例如，若从轻载或空载切换到重载的时刻正好处于时间段toff，处于llc变换器100不向外输出能量的阶段，这种情况会导致电压跌落。其中，电压跌落也可以称为过冲。另外，该方案在轻载或空载时，电源效率较低，具体而言，在时间段tbon内按照工作频率工作，在上管、下管进行开关动作时，电能没有得到充分消耗，电流以及电压来不及变为零，无法实现软开关，导致损耗较大，电源效率低。
57.在另一种方案中，在轻载或空载时，采用连续工作模式，通过上管的提前关断(增加上管到下管的死区时间)，来减少llc变换器从前级电路接收的电能，进而降低在谐振电路中循环的电能。该方案可能导致上管无法实现软开关，导致llc变换器的电源效率较低。具体而言，llc变换器的负载较轻，导致llc变换器中变压器的原边向副边的输出电流i
out/n
较小。其中，如图1b所示，n为原边的线圈匝数和副边的线圈匝数的比。变压器原边的总电流i
lr
＝i
lm
+i
out/n
，输出电流i
out/n
较小时，励磁电流i
lm
较大，导致i
lm
长时间保持为正向电流。那么在上管按照工作频率需要导通时，i
lm
可能仍为正向电流。也就是说，没有负向电流来钳位上管中的晶体管的v
ds
，使得上管无法实现零电压开关(zero voltage switch，zvs)。并且由于i
lm
不为零，上管无法实现零电流开关(zero current switch，zcs)。
58.本技术实施例提供了一种llc变换器控制方案。在该方案中，llc变化器的带载情
unit，mcu)。本技术实施例不对控制器310的具体实现形式做限定。
67.如图3所示，在本技术实施例中，控制器310可以用于控制第一开关管qh(llc变换器100的上管)和第二开关管q
l
(llc变换器100的下管)的开关状态。
68.在一些示例中，如图3所示，llc变换器100还包括第三开关管sr1和第四开关管sr1。其中，控制器310可以用于控制第三开关管sr1和第四开关管sr1的开关状态。
69.继续参阅图3，控制装置300还包括第一检测电路320。第一检测电路320可以用于检测llc变换器100中的电感lm中的电流(励磁电流i
lm
)。。在一个示例中，检测模块可以通过电阻取样获取励磁电流i
lm
。
70.在一些实施例中，控制装置300还可以包括第二检测电路330。第二检测电路330可以用于检测输出电压vo。在一种示例中，第二检测电路330可以电阻分压的方式检测输出电压vo。第二检测电路330将获取的检测电压输出至控制器310，控制器310基于检测电压控制器310控制各个开关管的开关状态，具体将在下文进行介绍，在此不再赘述。
71.第二检测电路330还包括电流检测模块，电流检测模块可以用于检测负载r的电流。在一个例子中，电流检测模块可以电阻采样的方式获取负载电流。检测电路330所检测到的负载r的电流可以用于计算负载r的功率大小，确定llc变换器100的负载情况。示例性的，检测电路330可以将其检测到的负载r的电流发送至控制器310，控制器310可以基于负载r的电流计算负载r的功率的大小。
72.上文示例介绍了控制装置300的结构和功能。接下来，以控制装置300控制llc变换器100为例，对本技术实施例提供的llc变换器控制方法进行示例说明。
73.在该方法中，可以将上管进入导通状态的起点时刻到上管进入下一次导通状态的起点时刻之间的时间段称为一个第二工作周期。其中，当llc变换器按照固定工作频率进行工作时，该第二工作周期即为第一工作周期。一个第二工作周期可以由时间段t1和时间段t2组成。其中，时间段t1是指在该第二工作周期中，上管处于导通状态的时间段。一个第二工作周期中除时间段t1之外的时间段为时间段t2。
74.参阅图4，控制器310可以执行步骤401，判断llc变换器100的带载是否大于第一阈值。其中，第一阈值用于区分空载和轻载。其中，当llc变换器100的负载不大于第一阈值时，可以确定llc变换器100的带载为空载。第一阈值可以通过百分比表示，该百分比代表对应第一阈值的负载与llc变化器100的最大负载的比例。示例性的，第一阈值是预设的。在一个例子中，第一阈值为10％。在另一个例子中，第一阈值为9％。在又一个例子中，第一阈值为11％。本技术实施例不对第一阈值的具体值做限定，在实际实现时，可以根据需要设定第一阈值的值。
75.当步骤401的判断结果为否时，此时，llc变换器100的负载为空载，控制器310可以执行步骤402，控制llc变换器100的上管的导通时间为时长t11(第一时长)，如，控制上管处于一次导通状态的时长为时长t11，控制llc变换器100在空载时的第二工作周期中的时间段t1的时长为t11。
76.其中，时长t11可以为固定值。在一些实施例中，如上所述，一个第一工作周期t由上管的导通时长、上管到下管的死区时间、下管的导通时长、下管到上管的死区时间组成。时长t11可以等于一个第一工作周期t中的上管导通时长。其中，该第一工作周期可以是谐振上限频率和谐振下限频率之间任一工作频率对应的第一工作周期。
77.在一个示例中，时长t11可以等于谐振上限频率的第一工作周期中的上管导通时长。谐振上限频率的第一工作周期中的上管导通时长也可称为上管的最短导通时长。如上所述，llc变换器的谐振上限频率对应的第一工作周期中的上管导通时长是llc变换器允许的最短导通时长。上管的导通时长是llc变换器蓄能的时长，在该示例中，在llc变换器处于空载时，将蓄能时长控制在最短，减少了llc所储蓄的能量，从而减少了在谐振电路中循环的电能，提高了电源效率。
78.当上管的导通时长达到时长t11时，控制器310控制上管进入关断状态。然后，在经历上管到下管的死区时间t
d(h-l)
(第一死区时间)后，控制器310可以执行步骤403，控制下管进入导通状态。如图5所示，控制器310可以在控制上管在时刻t0进入到导通状态，在时刻t1控制上管从导通状态进入到关断状态。其中，t0和t1之间的时间差为时长t11。然后，在时刻t2，执行步骤403，控制下管进入导通状态。其中，t1和t2之间的时间差为上管到下管的死区时间。
79.在一些示例中，llc变换器100包括第三开关管sr1和第四开关管sr1。控制器310控制第三开关管sr1跟随上管的开关而开关，控制第四开关管sr1不再跟随下管的开关而开关，无论下管处于何种状态下，均控制第四开关管sr1处于关断状态。该控制方式，可以在下管处于导通状态时，减缓i
lm
的下降速率，从而延长一个第二工作周期的时长，减少了开关管的开关频率，提高了电源效率。
80.可以设定llc变换器100中变压器的副边绕组输出电压为v1。还可以设定第三开关管sr1和第四开关管sr1中的二极管的导通电压为v2。另外，开关管中的晶体管处于导通状态时的压降很低，可以忽略不记。上管进入导通状态，第三开关管sr1也进入导通状态，llc变换器100中变压器的副边绕组可以向储能电容c充电，直到储能电容c的两端电压为v1。当下管处于导通状态时，虽然变压器的副边绕组的输出电压仍为v1，但由于第四开关管sr1处于关断状态，变压器的副边绕组的输出电压通过第四开关管sr1中的二极管传递到储能电容c。由于二极管的压降为v2，所以只有在副边绕组的输出电压和储能电容c的两端电压之间存在v2以上的压差时，llc变换器100才向电容充电。在副边绕组的输出电压和储能电容c的两端电压之间的压差小于或等于v2时，llc变换器100不向储能电容c充电，从而可以减缓了llc变换器100中变压器原边的输出，进而减缓了i
lm
的下降速率。
81.继续参阅图4，控制器310可以执行步骤404，当i
lm
降到零时，控制下管进入关断状态，以使得i
lm
维持在零电流，从而可以保证后续可以实现zcs。
82.其中，在执行步骤403完之后，下管进入导通状态后，控制器310可以基于检测电路320对i
lm
进行持续检测，并将检测结果发送至控制器310，使得控制器310可以及时获取i
lm
降为零，从而执行步骤404。
83.参阅图5，可以设定在时刻t3，i
lm
降为零，那么控制器310在时刻t3执行步骤404。
84.继续参阅图4，控制器310可以执行步骤405，当储能电容c的两端电压小于电压阈值时，控制上管导通。其中，在执行完步骤404后，下管进入关断状态后，控制器310可以通过检测电路330对储能电容c的两端电压进行持续检测，并将检测结果发送至控制器310，使得控制器310可以及时得知储能电容c的两端电压何时小于电压阈值，从而执行步骤405。
85.参阅图5，可以设定在时刻t4，储能电容c的两端电压小于电压阈值，那么控制器310在时刻t4执行步骤405。
86.如上所述，储能电容c作为在llc变换器100的输出电压发生电压跌落时为负载供电的备份电源，其两端需要维持一定的电压，控制储能电容c的两端电压不小于电压阈值。其中，电压阈值可以基于能够使负载r正常工作的最低电压确定。在一个例子中，电压阈值等于能够保证负载r正常工作的最低电压。
87.在步骤405之后，可以再次执行步骤401。若llc变换器100的负载仍不大于第一阈值，则控制器310再次执行步骤402，以及后续的步骤403-步骤405。
88.若llc变换器100的负载大于第一阈值，控制器406执行步骤406，判断llc变换器100的负载率是否大于第二阈值。
89.第二阈值用于区分轻载和重载。其中，当llc变换器100的负载小于或等于第二阈值时，可以确定llc变换器100的负载为轻载。第二阈值可以通过百分比表示，并且第二阈值大于第一阈值。示例性的，第二阈值是预设的。在一个例子中，第二阈值为20％。在另一个例子中，第二阈值为19％。在又一个例子中，第二阈值为21％。本技术实施例不对第二阈值的具体值做限定，在实际实现时，可以根据需要自由设定第二阈值的值。
90.当llc变换器100的负载率小于或等于第二阈值时，此时，步骤406的判断结果为否时，控制器执行步骤407，控制llc变换器100的上管的导通时间为时长第二时长t12，将控制上管处于一次导通状态的时长为时长t12，也即控制llc变换器100在空载时的第二工作周期中的时间段t1的时长为t12。
91.其中，时长t12可以为固定值。在一些实施例中，时长t12可以等于一个第一工作周期t中的上管导通时长。其中，该第一工作周期可以是谐振上限频率和谐振下限频率之间任一工作频率对应的第一工作周期。
92.在一个示例中，时长t12可以等于谐振上限频率对应的第一工作周期中的上管导通时长，即上管的最短导通时长。在该示例中，在llc变换器处于轻载时，将蓄能时长控制在最短，减少了llc所储蓄的能量，从而减少了在谐振电路中循环的电能，提高了电源效率。
93.在一些示例中，时长t12可以等于时长t11。也就是说，轻载的情况下的llc变换器100的上管导通时长等于空载的情况下的llc变换器100的上管导通时长，无需控制器采用不同的策略分别控制轻载和空载下的llc变换器100的上管导通时长，使得控制器对llc变换器100的控制更为简单。
94.当上管的导通时长达到时长t12时，控制器310控制上管进入关断状态。然后，在经历上管到下管的死区时间t
d(h-l)
后，控制器310可以执行步骤408，控制下管进入导通状态。具体地，可以如图6所示，控制器310可以在控制上管在时刻t0进入到导通状态，在时刻t1控制上管从导通状态进入到关断状态。其中，t0和t1之间的时间差为时长t12。然后，在时刻t2，执行步骤408，控制下管进入导通状态。其中，t1和t2之间的时间差为上管到下管的死区时间。
95.继续参阅图5，控制器310可以执行步骤409，当i
lm
降到零时，控制下管进入关断状态，以使得i
lm
维持在零电流，避免i
lm
换向，从而可以保证后续可以实现zcs。
96.其中，在执行步骤408完之后，下管进入导通状态后，控制器310可以基于第一检测电路320对i
lm
进行持续检测，并将检测结果发送至控制器310，使得控制器310可以及时得知i
lm
何时降为零，从而执行步骤409。
97.参阅图6，可以设定在时刻t3，i
lm
降为了零，那么控制器310在时刻t3执行步骤409。
98.其中，在步骤409中，控制下管进入关断状态后，并非立即控制上管导通。而是，在控制下管进入关断状态后，经历下管到上管的死区时间(第二死区时间)后，再控制上管进入导通状态。具体如图6所示，在t3时刻，控制下管进入关断状态，在t4时刻，控制上管进入导通状态。其中，图6中的t3和t4之间的时间差为下管到上管的死区时间。
99.在步骤409之后，可以再次执行步骤401。若llc变换器100的负载率仍大于第一阈值，则控制器310再次执行步骤406。若llc变换器100的负载仍不大于第二阈值，则控制器310可以再次执行步骤407，以及后续的步骤408、步骤409。
100.若llc变换器100的负载大于第二阈值，则说明llc变换器100的负载为重载。在这种情况下，控制器310执行步骤410，控制上管和下管按照工作频率进行开关，即控制llc变换器100进入连续工作模式。其中，在步骤410的执行期间，i
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的电流曲线以及上、下管的开关状态如图7所示。具体可以参考现有技术的介绍，在此不再赘述。
101.在本技术实施例提供的llc变换器控制方法中，无论是在轻载、空载还是重载的情况下均可以实现软开关，提高了电源效率。并且在空载时，基于储能电容c的两端电压控制下管的导通结束时刻到上管导通开始时刻之间的时长，以实现在控制llc变化器从前级电路获取的电能符合负载需求的同时，降低开关管的开关频率，进一步提升了电源效率。
102.以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

技术特征：
1.一种开关电源，其特征在于，所述开关电源包括llc变换器；其中，所述llc变换器包括开关电路、llc谐振电路、储能电路、控制器、第一检测电路和第二检测电路；所述开关电路的输入端电连接前级电路的输出端；所述谐振电路的输入端电连接所述开关电路的输出端，所述储能电路电连接所述储能电路的输出端；所述第一检测电路的输入端电连接所述谐振电路；所述第一检测电路的输出端电连接所述控制器的第一输入端；所述第二检测电路的输入端电连接所述储能电路，所述第二检测电路的输出端电连接所述控制器的第二输入端；其中，所述开关电路包括第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和所述第二开关管串联；所述储能电路包括储能电容；所述控制器的第一控制信号输出端电连接所述第一开关管的控制端；所述控制器的第二控制信号输出端电连接所述第二开关管的控制端；所述第一控制信号输出端用于输出第一控制信号，所述第一控制信号用于控制所述第一开关的开关状态；所述第二控制信号输出端用于输出第二控制信号，所述第二控制信号用于控制所述第一开关的开关状态；所述第一检测电路用于检测llc谐振电路中励磁电感的电流；所述第二检测电路用于检测所述储能电容的电压；所述控制器还用于：在确定所述llc变换器的负载小于或等于第一阈值时，按照第一模式控制所述llc变换器的开关电路中的第一开关管和第二开关管的开关状态；其中，所述第一模式包括：在所述第一开关管的导通时长达到第一时长的情况下，控制所述第一开关管进入关断状态；以及控制所述第二开关管进入导通状态；在确定所述llc变换器的励磁电流为零的情况下，控制所述第二开关管进入关断状态；在确定所述储能电容的两端电压小于预设的电压阈值情况下，控制所述第一开关管导通。2.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述控制器还用于：在确定所述llc变换器的负载大于第一阈值，且小于或等于第二阈值时，按照第二模式控制所述第一开关管和所述第二开关管的开关状态；所述第二模式包括：在所述第一开关管的导通时长达到第二时长时，控制所述第一开关管进入关断状态，以及控制所述第二开关管进入导通状态；在确定所述llc变换器的励磁电流为零时，控制所述第二开关管进入关断状态，以及控制所述第一开关管进入导通状态。3.根据权利要求2所述的开关电源，其特征在于，所述第二时长等于所述第一时长。4.根据权利要求1-3任一项所述的开关电源，其特征在于，所述第一时长等于所述llc变换器在按照工作频率工作时的上管的导通时长。5.根据权利要求4所述的开关电源，其特征在于，所述工作频率为所述llc谐振电路的上限频率。6.根据权利要求1-5中任一项所述的开关电源，其特征在于，所述llc的变换器还包括整流电路，所述整流电路包括第三开关管和第四开关管；其中，在所述第一模式下，所述第三开关管的状态与所述第一开关管的开关状态相同；所述第四开关管持续处于关断状态。
7.根据权利要求2-6中任一项所述的开关电源，其特征在于，所述控制器还用于：在确定所述llc变换器的负载大于第二阈值的情况下，按照所述llc变换器的工作频率，控制所述第一开关管和所述第二开关管的开关状态。8.根据权利要求1-7中任一项所述的开关电源，其特征在于，在所述第一开关管的导通时长达到第一时长的情况下，控制所述第一开关管进入关断状态后，所述控制器还用于：控制所述第一开关管保持第一死区时间后，控制所述第二开关管进入导通状态。9.根据权利要求1-8任一项所述的开关电源，其特征在于，在确定所述llc变换器的励磁电流为零时，控制所述第二开关管进入关断状态后，所述控制器还用于：控制所述第二开关管保持第二死区时间后，控制所述第一开关管进入导通状态。10.一种计算设备，其特征在于，包括如权利要求1-9中任一项所述的开关电源和负载；所述开关电源和所述负载电连接；所述开关电源用于为所述负载供电。

技术总结
本申请实施例涉及电源技术领域，具体涉及一种开关电源。该开关电源的LLC变换器包括开关电路、LLC谐振电路、储能电路、控制器、第一检测电路和第二检测电路，控制器用于：在确定LLC变换器的负载小于或等于第一阈值时，按照第一模式控制LLC变换器的开关电路中的第一开关管和第二开关管的开关状态；第一模式包括：在第一开关管的导通时长达到第一时长的情况下，控制第一开关管进入关断状态；以及控制第二开关管进入导通状态；在确定LLC变换器的励磁电流为零的情况下，控制第二开关管进入关断状态；在确定储能电容的两端电压小于电压阈值情况下，控制第一开关管导通。该开关电源可以避免负载变化时的过冲现象以及提高电源效率。负载变化时的过冲现象以及提高电源效率。负载变化时的过冲现象以及提高电源效率。


技术研发人员：童建利 焦海清 马成龙
受保护的技术使用者：超聚变数字技术有限公司
技术研发日：2023.03.31
技术公布日：2023/8/5