基于自适应无差拍电流预测的永磁同步电机容错控制方法

1.本发明涉及电机控制领域，尤其涉及基于自适应无差拍电流预测的永磁同步电机容错控制方法。


背景技术：

2.随着社会的不断发展，人们在电动汽车、舰船、航空航天等领域对电机系统的可靠性提出了更高的要求。传统三相电机驱动系统难以满足越来越严格的要求，而多相电机驱动系统具有大功率、高可靠性和输出转矩波动小的特点，因此，多相电机受到越来越多的关注。在多相电机控制系统中，驱动单元和传感器故障占据的比例最大。当驱动系统发生故障后，电流环采用传统的pi控制器调节难以满足高精度控制的要求。因此，针对双y相移30
°
六相永磁同步电机应用中的关键技术问题，如容错控制和无差拍电流控制策略等进行研究，具有重要的理论研究意义和实用价值。


技术实现要素：

3.有鉴于现有技术的上述缺陷，本发明提供了一种基于自适应无差拍电流预测的永磁同步电机容错控制方法，提高缺相故障后pmsm控制系统的动静态性能，解决了传统无差拍电流预测方法中由于电机参数和控制参数不匹配对电机稳态性能产生影响的问题。
4.本发明提供了基于自适应无差拍电流预测的永磁同步电机容错控制方法，当六相永磁同步电机发生单相缺相故障时，获取其余五相电流采样值，所述电流采样值包括α-β坐标系下的电流采样值i
αβ
；α-β坐标系下的电流采样值i
αβ
电流采样值经自适应无差拍预测方法得到控制信号；
5.所述自适应无差拍电流预测方法包括如下步骤：
6.根据电流采样值与电流给定值获取稳态误差；
7.根据电阻压降、反电动势和电压误差项得到k时刻的电压干扰值e(k)；
8.根据所述稳态误差和k时刻电压干扰值预测k+1时刻电压干扰值；
9.通过k+1时刻电压干扰值预测k+1时刻的电流预测值，通过电机数学模型得到控制信号。
10.进一步的，所述电流采样值包括z
1-z
2-z3坐标系下的电流采样值i
z1
、i
z2
和i
z3
，所述α-β坐标系下的电流采样值i
αβ
经park变换得到电流信号i
dq
，电流信号i
dq
经自适应无差拍电流预测方法得到控制信号uv和uw，z
1-z
2-z3坐标系下的电流采样值i
z2
＝0，i
z3
＝0，i
z1
经pi控制得到控制信号u
z1
，所述控制信号uv、uw和u
z1
经坐标变换驱动信号ua、ub、uc、ud和ue。
11.进一步的，所述电流信号i
dq
经自适应无差拍电流预测方法得到控制信号uv和uw，
12.电流信号i
dq
与电流给定值获取稳态误差和为：
[0013][0014]
其中，δl是电感偏差，δψf是磁链偏差。
[0015]
进一步的，根据电阻压降、反电动势和电压误差项得到k时刻的电压干扰值e(k)为：
[0016][0017]
其中，r
sidq
(k)为电阻压降，ωeψ(f)为反电动势，vd、vq为电压误差。
[0018]
进一步的，所述稳态误差和k时刻电压干扰值e
dq
(k)预测k+1时刻电压干扰值e
dq
(k+1)为：
[0019][0020]
其中，kd和kq是预测方程的增益系数。
[0021]
进一步的，k+1时刻电压干扰值e
dq
(k+1)预测k+1时刻的电流预测值i
dq
(k+1)为：
[0022][0023]
所述k+1时刻的电流预测值i
dq
(k+1)输入电机数学模型中，得到控制信号uv、uw为：
[0024][0025]
其中：
[0026]
进一步的，控制信号uv、uw经坐标变换得到ud、uq为：
[0027][0028]
其中，
[0029]
本发明与现有技术相比，具有以下技术效果：
[0030]
1.本发明以六相永磁同步电机断相为基础，通过降维容错控制策略，将断相后的六相电机当作五相电机，重新推导变换矩阵和断相后的六相pmsm数学模型，并引入二次坐
标变换来减小耦合，使系统具有更高的可靠性。
[0031]
2.本发明采用无差拍电流预测控制替代传统pi，提高断相后pmsm控制系统的动静态性能。通过自适应无差拍电流预测策略，改善传统无差拍电流预测方法存在的电机参数和控制参数不匹配对电机稳态性能的影响。
[0032]
3.本发明适用于轨道交通、风力发电以及航空航天等从日常生活到国防科技等对可靠性要求较高的场合，在低压、大功率场合，如舰船、航天等，具有更大的应用价值。
[0033]
以下将结合附图对本发明的构思、具体结构及产生的技术效果作进一步说明，以充分地了解本发明的目的、特征和效果。
附图说明
[0034]
图1是本发明一具体实施例的六相永磁同步电机无差拍电流预测及容错控制方法仿真模型示意图；
[0035]
图2是本发明一具体实施例的双y移30
°
六相永磁同步电机逆变器拓扑图；
[0036]
图3是本发明一具体实施例的双y移30
°
六相永磁同步电机定子绕组结构图；
[0037]
图4是本发明一具体实施例的α-β坐标下定子磁势关系图；
[0038]
图5是本发明一具体实施例的双y移30
°
六相永磁同步电机传统无差拍控制原理框图；
[0039]
图6是本发明一具体实施例的双y移30
°
六相永磁同步电机缺相故障下的合成磁动势相量图；
[0040]
图7是本发明一具体实施例的基于最大转矩的电流波形图；
[0041]
图8是本发明一具体实施例的基于最大转矩的转速波形图；
[0042]
图9是本发明一具体实施例的两种预测模型的转矩波形图，图9a为传统误差拍预测电流控制方法时的转矩波形曲线，图9b为本发明的自适应误差拍预测电流控制时的转矩波形曲线；
[0043]
图10是本发明一具体实施例的两种预测模型的d轴电流波形图，图9a为传统误差拍预测电流控制方法时的电流波形，图9b为本发明的自适应误差拍预测电流控制时的电流波形；
[0044]
图11是本发明一具体实施例的核心控制芯片的功能框图；
[0045]
图12是本发明一具体实施例的系统驱动电路图；
[0046]
图13是本发明一具体实施例的电流采样电路图；
[0047]
图14是本发明一具体实施例的电压保护电路图。
具体实施方式
[0048]
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
[0049]
需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构
想，遂图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
[0050]
为了阐释的目的而描述了本发明的一些示例性实施例，需要理解的是，本发明可通过附图中没有具体示出的其他方式来实现。
[0051]
如图1所示，基于自适应无差拍电流预测的永磁同步电机容错控制方法，转速外环通过pi控制q轴电流给定值，得到采样当前时刻的电流值，给定下一时刻期望获得电流的反馈值，结合六相永磁同步电机的数学模型来预测当前时刻应该施加的电压值，从而使k+1时刻的采样值跟踪到k时刻的电流给定值，具体包括如下步骤：
[0052]
s1、建立永磁同步电机发生缺相故障时的电机模型；
[0053]
当发生f相断相故障时，电机运行同正常运行相似，降维静止变换矩阵t
5s
设为：
[0054]
t
5s
＝(α β z
1 z
2 z3)
t
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
[0055]
上述的降维矩阵在进行解耦变换后，能够把电机故障后位于静止坐标系上的变量投映到α-β、z
1-z
2-z3平面上，此时α-β平面与电机正常解耦的变换型式一致，如式(2)所示：
[0056][0057][0058]
为使t
5s
中各行分量相互正交，z1,z2,z3平面的变量与α,β平面的变量满足式(4)的基本关系。
[0059][0060]
由于电机两套中性点相互隔离，互无联系，因此电机发生断相故障后两套绕组的约束条件如下：
[0061][0062]
根据上式约束条件和式(4)的基本关系，可以得到：
[0063][0064]
与正常坐标变换一样，旋转坐标系下的坐标变换矩阵在删除缺相的一行元素后，变换矩阵降维为式(7)：
[0065][0066]
最终的变换阵为
[0067]
t
5s/5s
＝c
5s/5s
*p
5s/5s
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0068]
六相pmsm的f相断路后的数学模型为：
[0069]
电压方程：
[0070]us
＝r
sis
+pψsꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0071]
磁链方程：
[0072]
ψs＝ls(θ)is+γψ
fd
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(10)
[0073]
其中，us＝[u
a u
b u
c u
d ue]
t
；is＝[i
a i
b i
c i
d ie]
t
；
[0074]rs
＝diag[r
s r
s r
s r
s rs]；
[0075][0076]
电压方程化简过程如下：
[0077][0078]
根据上式，想得到电机断相后的磁链方程，只需要将相对应的第六列删除。将式(6)和式(7)代入式电压方程和磁链方程中，得：
[0079][0080][0081]
式中：ld、lq分别表示d、q两轴的电感；lz代表电机的漏自感；r、ω、ψf分别表示电机定子阻值、电机电角速度以及电机的永磁体磁链值；和为式(14)所示：
[0082][0083]
当和矩阵为式(14)所示时，式(12)所示的电压方程与电机正常运行时的电压方程效果一致，故而式(12)描述的电压方程能够改写为电机通用的电压方程。
[0084]
电机绕组中性点是否隔离对电机电磁转矩方程没有影响，电机磁能是关于机械角度的函数，对电机机械角度求偏导得：
[0085][0086]
经过化简可以得：
[0087]
te＝3p[(3l
d-3lq)idiq+iqψf]
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(16)
[0088]
当f相发生断路故障后，由式(12)可知，六相pmsm的数学模型中系数矩阵含有随时间而变化的变量，没有完全解耦，需要消除时间的影响，实现电机的完全解耦，本发明对电压方程(12)两侧同时乘上p-1
(θ)，进行二次变换，如下：
[0089][0090]
其中：
[0091][0092]
将p-1
(θ)代入式(17)后通过计算化简可得：
[0093][0094]
其中：
[0095]
上述推导中，方程中间变量uu,uv使电机d,q轴电压方程(19)中不包含与自身无关的变量，进而减小了电机d,q轴电压方程间的耦合影响。
[0096]
s2、所述电流采样值包括z
1-z
2-z3坐标系下的电流采样值i
z1
、i
z2
和i
z3
，所述α-β坐标系下的电流采样值i
αβ
经park变换得到电流信号i
dq
，电流信号i
dq
经自适应无差拍电流预测方法得到控制信号uv和uw，z
1-z
2-z3坐标系下的电流采样值i
z2
＝0，i
z3
＝0，i
z1
经pi控制得到控制信号u
z1
，所述控制信号uv、uw和u
z1
经坐标变换驱动信号ua、ub、uc、ud和ue。
[0097]
电流信号i
dq
经自适应无差拍电流预测方法得到控制信号uv和uw的方法包括：
[0098]
s21、根据电流信号i
dq
与电流给定值获取稳态误差和
[0099]
所述永磁同步电机电流状态方程为：
[0100][0101]
其中：
[0102]
将式(20)进行拉式变换，求解可以得到：
[0103][0104]
上式t0是初始采样时刻，τ为积分时间常数，令t0＝kts、t＝(k+1)ts，由此可以得出：
[0105]
i(k+1)＝f(k)i(k)+a-1
(f-i)bu(k)+a-1
(f-i)e(k)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(22)
[0106]
式中：
[0107]
由于采样周期ts值较小，可以得到：
[0108][0109]
将上述推论带入可将矩阵f(k)简化为：
[0110][0111]
因此，式(22)可简化为：
[0112]
i(k+1)＝f(k)i(k)+gu(k)+h(k)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(23)
[0113]
式中：
[0114][0115]
根据式(23)可以解出当前时刻控制电压为：
[0116]
u(k)＝g-1
(i(k+1)-f(k)i(k)-h(k))
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(24)
[0117]
将式(24)中i(k+1)用电流给定值i
*
替代，如果实际控制器使用的值和实际pmsm参数相差较大，会造成电流失真和电磁转矩不稳定。当pmsm的电感值和磁链发生变化，扰动后的电压方程为下式：
[0118][0119]
其中，l's代表运行时pmsm的实际电感，ψ'f表示永磁体的磁链。
[0120]
在稳态的情况下，可以近似地得到dq轴电流的稳态误差和为：
[0121][0122]
其中，δl是电感偏差，δψf是磁链偏差，和分别是dq轴电流的稳态误差。
[0123]
对于传统的无差拍电流预测控制(dpcc)方法，pmsm采用id＝0的控制方法，从式(26)可以看出，当电感和磁链发生变化时，将分别引起dq轴电流的稳态误差。因此，有必要对传统的dpcc进行优化，增强系统的鲁棒性。
[0124]
s22、根据电阻压降、反电动势和电压误差项得到k时刻的电压干扰值；
[0125]
考虑到参数失配引起的电压误差建立自适应无差拍预测模型，式(24)中状态方程可以表示为：
[0126][0127]
式中，vd与vq分别对应由d，q轴参数失配或变化引起的电压误差。
[0128]
电阻压降rsi(k)、反电动势ωeψ(f)、电压误差项vd、vq与另外因素引起电流干扰的电压控制变量均被看作干扰项，以上干扰项被转换为ed(k)和eq(k)的在线估计得到，为：
[0129][0130]
因为电压扰动项ed和eq的值与电流的稳态误差有关，扰动项对时间的导数为：
[0131][0132]
s23、稳态误差和k时刻电压干扰值e
dq
(k)预测k+1时刻电压干扰值e
dq
(k+1)。
[0133]
当电流实际值与给电流定值存在误差时，根据式(30)，确定下一时刻的干扰项。
[0134][0135]
式中：ed(k+1)和eq(k+1)是(k+1)序列中预测的电压扰动值；kd和kq是预测方程的增益系数，用以确定预测项接近稳定性的速率。
[0136]
s24、根据k+1时刻的电压干扰值e
dq
(k+1)与k时刻的dq轴电流实际值i
dq
(k)输入电流预测模型中得到k+1时刻的dq轴电流预测值i
dq
(k+1)，并将电流预测值i
dq
(k+1)输入电机数学模型中，得到控制信号uv和uw。
[0137]
所述电流预测模型为：
[0138][0139]
将电流预测值i
dq
(k+1)输入式(19)所示的电机数学模型中，得到控制信号uv和uw。
[0140]
s3、控制信号uv和uw与矩阵m(θ)相乘得到控制信号ud和uq；所述控制信号uv、uw和u
z1
经坐标变换驱动信号ua、ub、uc、ud和ue。
[0141]
六相永磁同步电机无差拍电流预测及容错控制方法进行仿真验证：
[0142]
如表1所示为双三相永磁同步电机仿真参数。
[0143]
表1：
[0144]
名称数值名称数值定子电阻1.4ωld2.865mhflux0.68wblq2.865mhj0.015kg.gm^2极对数3f0n.m.slz1.7mh
[0145]
图7是基于最大转矩的电流波形图，在0.3s前正常运行，电机各相电流波形正弦化，在f相发生故障后，正常运行模式转为基于最大转矩的容错控制运行模式，a相电流幅值为0，其他相电流幅值相同，相位互差90
°
，与公式一致。当0.5s减载后，电流波形幅值等比例
减小，相位不变。
[0146]
图8为基于最大转矩的转速波形图，由图可以看出，电机用0.025s的时间达到500r/min，超调量较小，在0.2s发生故障时，转速发生波动，增大6r/min，并在0.04s内达到稳态。在0.4s时转矩从50n
·
m降到20n
·
m，转速突然增大为530r/min，实际转速在pi控制器调节下快速跟上。说明了本发明所述的设计方法在系统容错运行时具有很小的超调量且极快的响应速度。
[0147]
针对电流环分别采用不同预测算法时控制系统的动静态性能进行了对比稳定性能和动态响应能力，并进行了仿真；
[0148]
如图5所示，为传统无差拍控制原理框图，无差拍预测控制原理类似pi控制，运用已知电流量和给定电流量计算出直流电压值，结合svpwm转换为逆变器的开关信号，区别之处在于计算部分依赖于高精度的pmsm模型且通过数字控制方式实现。因此，无差拍控制结合了预测控制响应快速、pi调节器稳态精度高以及计算速度快等特点，同时还避免了超调与震荡的缺点，是一种新型轻便的控制方法。通过采样得到的电机电流经过坐标变换与给定电流进行比较，比较结果在通过无差拍电流控制器进行控制，输出电压在进过坐标变换，然后通过svpwm模块产生逆变器开关脉冲信号。与传统的电流控制器相比较，pi控制器被无差拍控制器替换，具有开关频率恒定、动态响应快、带宽高、电流波动小、易于实现等优点。
[0149]
图9和10显示了两种预测模型的响应曲线，图9a和图10a是传统的无差拍预测电流控制下的响应曲线，图9b和图10b是自适应无差拍预测电流控制响应曲线。
[0150]
图9所示，对比传统电流预测模型和自适应无差拍电流预测的转矩波形，从图中可以看出启动转矩较大，在转速平稳后转矩恢复至给定值，右侧转矩波动明显更小，控制效果更好。
[0151]
图10所示，分别为两种不同控制算法的d轴电流波形，左侧电流波动范围为
±
0.4a，右侧电流波动范围为
±
0.2a，自适应无差拍预测电流的谐波含量小，减小了由于绕组电感不匹配造成的d轴电流静差。
[0152]
图11为核心控制芯片选择ti公司的tms320f28335，同之前的dsp相比较，其精度更高、功耗更低以及更精确和更快速的a/d转换等优点。时钟晶振为150mhz，每个指令周期6.67ns。
[0153]
图12为系统驱动电路，驱动电路的驱动芯片选择瑞士cincept公司的2sd315ai，此驱动模块专门为3300v的高压igbt提供可靠安全运行环境，与以往不同，其采用了脉冲变压器隔离，实现两个igbt模块同时驱动，内部并没有欠压及过流保护检测。此模块有两种模式，既全桥和半桥模式，全桥根据两路pwm信号分别驱动两个igbt模块，半桥模式根据一个pwm信号驱动两个igbt模块，死区时间通过电容和电阻值确定，本实验选择半桥模式，通过六路pwm信号控制六个桥臂，12个igbt模块。
[0154]
图13所示，本发明选用电流霍尔传感器进行电流采集，进而实现六相pmsm相电流的采集，电流型霍尔传感器选用yhdc公司的ha2020，最大采样电流值为100a，供电电源为
±
15v，变比为2000:1。
[0155]
图14为电压保护电路，是电压采样电路采集到的电压信号与电压上下限值比较。
[0156]
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因
此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

技术特征：
1.基于自适应无差拍电流预测的永磁同步电机容错控制方法，其特征在于，当六相永磁同步电机发生单相缺相故障时，获取其余五相电流采样值，所述电流采样值包括α-β坐标系下的电流采样值i
αβ
；α-β坐标系下的电流采样值i
αβ
电流采样值经自适应无差拍预测方法得到控制信号；所述自适应无差拍电流预测方法包括如下步骤：根据电流采样值与电流给定值获取稳态误差；根据电阻压降、反电动势和电压误差项得到k时刻的电压干扰值e(k)；根据所述稳态误差和k时刻电压干扰值预测k+1时刻电压干扰值；通过k+1时刻电压干扰值预测k+1时刻的电流预测值，通过电机数学模型得到控制信号。2.根据权利要求1所述基于自适应无差拍电流预测的永磁同步电机容错控制方法，其特征在于，所述电流采样值包括z
1-z
2-z3坐标系下的电流采样值i
z1
、i
z2
和i
z3
，所述α-β坐标系下的电流采样值i
αβ
经park变换得到电流信号i
dq
，电流信号i
dq
经自适应无差拍电流预测方法得到控制信号u
v
和u
w
，z
1-z
2-z3坐标系下的电流采样值i
z2
＝0，i
z3
＝0，i
z1
经pi控制得到控制信号u
z1
，所述控制信号u
v
、u
w
和u
z1
经坐标变换驱动信号u
a
、u
b
、u
c
、u
d
和u
e
。3.根据权利要求2所述基于自适应无差拍电流预测的永磁同步电机容错控制方法，其特征在于，电流信号i
dq
与电流给定值获取稳态误差和为：其中，δl是电感偏差，δψ
f
是磁链偏差。4.根据权利要求3所述基于自适应无差拍电流预测的永磁同步电机容错控制方法，其特征在于，根据电阻压降、反电动势和电压误差项得到k时刻的电压干扰值e(k)为：其中，r
s
i
dq
(k)为电阻压降，ω
e
ψ(f)为反电动势，v
d
、v
q
为电压误差。5.根据权利要求4所述基于自适应无差拍电流预测的永磁同步电机容错控制方法，其特征在于，所述稳态误差和k时刻电压干扰值e
dq
(k)预测k+1时刻电压干扰值e
dq
(k+1)为：其中，k
d
和k
q
是预测方程的增益系数。6.根据权利要求5所述基于自适应无差拍电流预测的永磁同步电机容错控制方法，其特征在于，k+1时刻电压干扰值e
dq
(k+1)预测k+1时刻的电流预测值i
dq
(k+1)为：
所述k+1时刻的电流预测值i
dq
(k+1)输入电机数学模型中，得到控制信号u
v
、u
w
为：其中：7.根据权利要求6所述基于自适应无差拍电流预测的永磁同步电机容错方法，其特征在于，控制信号u
v
、u
w
经坐标变换得到u
d
、u
q
为：其中，

技术总结
本发明公开了基于自适应无差拍电流预测的永磁同步电机容错控制方法，涉及电机控制领域。本发明电流采样值经自适应无差拍预测方法得到控制信号，所述控制信号经坐标变换得到永磁同步电机控制信号；自适应无差拍电流预测方法包括：根据电流采样值与电流给定值获取稳态误差；根据电阻压降、反电动势和电压误差项得到k时刻的电压干扰值e(k)；根据所述稳态误差和k时刻电压干扰值预测k+1时刻电压干扰值；通过k+1时刻电压干扰值预测k+1时刻的电流预测值，通过电机数学模型得到控制信号。本发明提高了缺相故障后PMSM控制系统的动静态性能，解决了传统无差拍电流预测方法中由于电机参数和控制参数不匹配对电机稳态性能产生影响的问题。问题。问题。


技术研发人员：戈宝军 梁生涵
受保护的技术使用者：哈尔滨理工大学
技术研发日：2023.05.08
技术公布日：2023/8/14