一种折叠共源共栅运算放大器

1.本发明涉及模拟集成电路领域，特别涉及一种折叠共源共栅(folded casecode)运算放大器。


背景技术：

2.运算放大器可以将输入的模拟小信号进行放大，在模拟电路中扮演着不可或缺的角色，折叠共源共栅运算放大器又是各种类型的运算放大器中使用频率非常高的一种，其具有输入信号摆幅大，单级增益高等优点，常常被用于单级放大电路或者多级放大电路的输入级。随着现代电子系统的工艺不断升级，电压不断降低，折叠共源共栅运算放大器的优点使其在电路中的使用频率变得越来越高，不管是在消费电子领域，还是在汽车电子领域，折叠共源共栅运算放大器都十分重要。随着soc(系统级芯片)技术的成熟，越来越多的电路集成在一块芯片上，这就对运算放大器的面积提出了更高要求，且由于便携式设备的普及，系统的功耗也成为设计的重要指标，我们希望能够在保证性能的同时尽可能降低功耗和芯片的面积，所以降低运算放大器的功耗和面积具有现实意义和应用价值。
3.在传统折叠共源共栅运算放大器中，高性能就意味着较高的功耗与较大的面积，较低的功耗会导致其带负载能力变小，且能够工作的频率也更低。要想在功耗较小的情况下提高电路性能，只能不断增加电路的尺寸，导致整体设计的面积变得不可接受。目前折叠共源共栅运算放大器电路中通常会采用额外的技术来提升电路性能。例如，循环折叠共源共栅放大电路(recycling folded cascode)技术，翻转电平跟随器(flipped voltage followers)技术，局部共模反馈电路(local common-mode feedback)技术和静态浮栅(quasi-floating gate)技术等，这些技术使传统的折叠共源共栅运算放大器工作在class ab的状态，提高了电流的利用效率，增大电路的等效跨导和有效减小了芯片面积，从而提升了电路的性能。
4.但是这些方法均需要对电路引入额外的电流镜反馈模块，比如循环折叠共源共栅放大电路模块，局部共模反馈电路模块和静态浮栅电路等模块，新电流镜的引入增加了电路的零极点对，导致电路的稳定性和带宽受到影响，且由于其多了两路反馈通路，使得电路功耗也有所提升，在电路设计上也变得复杂。
5.在现有技术的超级class-ab循环折叠共源共栅放大电路中(对应图1)，输入参考电流iref通过m1c和m2c镜像复制到输入管m1a、m1b和m2a、m2b当中，在输入管m1a、m1b和m2a、m2b中，流经m1b和m2b的电流又通过局部共模反馈电路(由r1、r2和m3c、m3b，m4c、m4b组成)反馈至m3a和m4a中，以此来构成class-ab类放大电路。最终电流通过m5至m10折叠到输出节点v
out
进行输出。
6.超级class-ab循环折叠共源共栅放大电路相比于传统电路，增加了两条反馈回路，一条是m1c、m2c和输入管m1a、m1b，m2a、m2b。在输入共模信号时，该电路不提供增益，但在差模信号输入时，该电路会提高输入管m1a、m1b和m2a、m2b的栅源电压v
gs
，使等效输入跨导扩大两倍；另一条是r1，r2和m3c、m3b，m4c、m4b反馈至m3a和m4a的共模反馈回路，通过该
局部共模反馈电路提升的跨导为1+g
m3a
*r，g
m3a
为mos管m3a的跨导，r为电阻r1的阻值。两个结构的应用使超级class-ab循环折叠共源共栅放大电路能够有效的提升电路整体的跨导，从而提升电路的增益以及增益带宽积(gbw)。然而，当m3a与m3b的比值较小时，支路m1b、m3c、m3b和支路m2b、m4c、m4b会消耗较大的静态电流，从而增加电路整体功耗，降低电路的电流利用效率；当m3a与m3b的比值较大时，得到大的增益就需要十分巨大的电阻r，这会显著提高电路的面积，且较大的r也会增加折叠点的等效阻抗，降低次主极点的频率，从而降低电路的相位裕度，影响电路性能。


技术实现要素：

7.针对上述存在的问题或不足，为解决现有折叠共源共栅放大电路电流利用效率低的问题本发明提供了一种新的折叠共源共栅(folded casecode)运算放大器。
8.一种折叠共源共栅运算放大器，包括：第一段翻转电平跟随共模反馈电路和第二段折叠共源共栅放大电路。
9.所述第一段翻转电平跟随共模反馈电路(如图2所示)，包括pmos管m1b、m2b、m3、m4、m5、m6，和两个电流源iref1、iref2。其中，m4和m3，m6和m5，m2b和m1b，iref2和iref1，分别完全相同。
10.m3的栅极和m1b的漏极相连接，m3的源极连接到vdd，m3的漏极接m1b的源极。m1b的栅极与输入差分信号in+相连，m1b的漏极接至m5的源极；m1b的源极接m3的漏极，同时m1b的源极构成反馈节点fs-。m5的源极接至m1b的漏极；m5的栅极与漏极短接，并与电流源iref1相连，同时m5的栅极也作为反馈节点fb-。
11.以m4替换m3，m6替换m5，m2b替换m1b，iref2替换iref1，in-替换in+，fb+替换fb-构建另一支路，具体有：
12.m4的栅极和m2b的漏极相连接，m4的源极连接到vdd，m4的漏极接m2b的源极。m2b的栅极与输入差分信号in-相连，m2b的漏极接至m6的源极；m2b的源极接m4的漏极，同时m2b的源极构成反馈节点fs+。m6的源极接至m2b的漏极；m6的栅极与漏极短接，并与电流源iref2相连，同时m6的栅极也作为反馈节点fb+。
13.第一段翻转电平跟随共模反馈电路其功能是引入参考电流iref，并将引入的参考电流iref复制至第二段输入管m1a和m2a的两条电流支路；其中，第二段输入管m1a和m2a的两条电流支路各自连接到对应的电流源负载管m7和m8上。第一段翻转电平跟随共模反馈电路还会获取输入信号，并将输入信号通过第一段翻转电平跟随共模反馈电路向第二段中两个输入管m1a和m2a连接的电流源负载管m7和m8的栅极提供反馈电压，以此使输入电路工作在class-ab状态下。
14.m3和m4的宽为w3、长为l3，其宽长比比值不能太大，否则会使电路的整体跨导减小，进而影响增益和gbw，从而降低电路性能。同时，其比值也不能太小，小的比值虽然能提升电路的交流性能，但会显著影响电路的共模电压输入范围。m1b、m2b、m1a和m2a的宽均为w1、长均为l1，以保证电路在共模状态下的跨导恒定和较大的共模抑制比。m5和m6的宽为w5、长为l5，通过选择宽长比w5/l5，使反馈节点fb-、fb+的电压能够让第二段的电流源负载管m7与m8工作在饱和区边缘，从而保证第二段有足够的共模电压输入范围。
15.iref作为输入参考电流从m5、m6的漏极和m1b、m2b的漏极流过，将电流iref按比例
复制至第二段的输入对管m1a和m2a，而m1a与m2a的尺寸相同，m1b与m2b的尺寸相同，则该电流比例由m1a宽长比与m1b宽长比的比值决定。同时，in+、in-分别连接至m1b、m2b的栅极电压，为第二段的输入管m1a和m2a的源极提供反馈电压，以此来改变流过m3、m4的电流。m3、m4的电流改变进而会导致m3、m4栅极电压改变，改变的电压通过m5、m6传递至fb-、fb+，最终传递到第二段的电流源负载管m7与m8的栅极。
16.所述第二段折叠共源共栅放大电路(如图3所示)，包括nmos管m7、m8、m9、m10，以及pmos管m1a、m2a、m11、m12、m13、m14。其中，m7和m8，m9和m10，m11和m12，m13和m14，m1a和m2a，分别完全相同。
17.m1a的源极与fs+相连，m1a的栅极与输入差分信号in+相连，m1a的漏极与m9的源极和m7的漏极均相连；m7的源极与地相连，m7的栅极连接至fb+，m7的漏极与m1a的漏极相连；m9的源极与m7的漏极相连，m9的栅极连至偏置电压vn，m9的漏极连接至m11的漏极；m11的漏极与m9的漏极相连，m11的栅极连接至偏置电压vp，m11的源极与m13的漏极相连；m13的漏极与m11的源极相连，m13的栅极连接至m11的漏极，m13的源极连接到vdd。
18.m2a的源极与fs-相连，m2a的栅极与输入差分信号in-相连，m2a的漏极与m10的源极和m8的漏极均相连；m8的源极与地相连，m8的栅极连接至fb-，m8的漏极与m2a的漏极相连；m10的源极与m8的漏极相连，m10的栅极连至偏置电压vn，m10的漏极连接至m12的漏极；m12的漏极与m10的漏极相连，m12的栅极连接至偏置电压vp，m12的源极与m14的漏极相连；m14的漏极与m12的源极相连，m14的栅极连接至m11的漏极，源极连接到vdd；输出节点vout在m12和m10的漏极。
19.m1a和m2a的宽为w1、长为l1，其宽长比会影响着电路的整体跨导，大的宽长比会增大电路的跨导，但会增加电路面积；m7和m8的宽为w7、长为l7，当其栅极电压恒定时，其宽长比会影响流过支路m9、m11、m13和支路m10、m12、m14的电流，影响电路的输出共模电压和压摆率；m9和m10的宽为w9、长为l9，当其栅极电压vn恒定时，宽长比会影响电路的输出电压范围和增益；m11和m12的宽为w
11
、长为l
11
，当其栅极电压vp恒定时，宽长比会影响电路的输出电压范围和增益；m13和m14的宽为w
13
、长为l
13
，其宽长比会影响电路的输出电压静态工作点和增益。
20.第二段折叠共源共栅放大电路，其功能是对输入的信号in+与in-进行放大，差分电压信号输入输入管m1a和m2a后转换为电流信号，经过信号通路流经电流源管m7和m8，同时，输入管m1a和m2a连接的两路电流源管m7和m8栅极接第一段的反馈电压信号fb+和fb-，也转化为电流信号流经共源共栅电流镜负载管m11、m12、m13和m14，最终将电流镜负载的电流信号转化为电压信号传递至输出节点v
out
，以此来实现信号放大的功能，结构总的增益为av＝2gm输入*(1+gm电流源负载/gm反馈管)*r共源共栅电流镜负载/2。
21.进一步的，本发明的折叠共源共栅运算放大器，通过设置各pmos管和nmos管的宽长比使得电路总增益为2g
m1
*(1+g
m7
/g
m3
)*g
m11
*r
11
*r
13
/2，式中g
mn
代表对应mos管mn的小信号跨导，例如g
m1
为mos管m1a的小信号跨导，rn代表对应mos管mn的小信号输出阻抗，r
11
为mos管m11的小信号输出阻抗。当g
m7
/g
m3
大于图1现有结构的g
m3*
r时，g
m3
代表图1中mos管m3的小信号跨导，r代表图一中电阻r1的阻值。本发明能够提供比现有结构更大的增益与增益带宽积，且由于减少了两路反馈通路，有效减少了静态功耗和面积。
22.综上所述，本发明基于现有节能型超级class-ab折叠共源共栅放大电路，通过复
用电平翻转跟随反馈模块，从而大幅减小了电路的功耗和面积；当适用于高增益时，能有效解决现有技术静态功耗和反馈电阻消耗的面积非常大的问题。
附图说明
23.图1是现有超级class-ab循环折叠共源共栅放大电路结构示意图。
24.图2是本发明的第一段翻转电平跟随共模反馈电路结构示意图。
25.图3是本发明的第二段折叠共源共栅放大电路结构示意图。
26.图4是本发明折叠共源共栅运算放大器的电路结构示意图。
具体实施方式
27.下面对照附图并结合实施例对本发明作进一步详细说明。
28.其中g
mn
代表对应mos管mn的小信号跨导，g
m1
为mos管m1a、m1b的小信号跨导；rn代表对应mos管mn的小信号输出阻抗，r
11
为mos管m11的小信号输出阻抗，v
gs
代表mos管栅源之间的电压。
29.现有超级class-ab循环折叠共源共栅放大电路通过m3a、m4a将流过m3b、m3c、m1b、和m2b、m4c、m4b的电路按比例复制到m3a和m4a的漏极。复制比例较小时支路m3b、m3c、m1b、和m2b、m4c、m4b的功耗会很高，造成电源利用效率低。复制比例较大时r1和r2的值又会非常大，一方面会极大增加电路的面积，另一方面会使得m3c和m4c点的等效阻抗增大，降低电路次极点频率，牺牲电路稳定性。
30.而本发明的放大器则省去支路m3b、m3c、m1b、和m2b、m4c、m4b，直接复用翻转电平跟随模块对电路进行反馈，通过这种方法减小了电路整体的面积与功耗。
31.图1是现有超级class-ab循环折叠共源共栅放大电路结构示意图；输入参考电流iref到pmos管m1c和m2c的漏极，将电流iref复制至m1a、m1b、m2a、m2b四条输入支路，这四条支路输出电流的大小均为iref，m1a、m2a这两条支路连接到电流源负载m3a、m4a处，m2a、m2b这两条支路连接至反馈通路m3c、m3b和m4c、m4b。
32.当输入共模电压变化时，m1c和m2c的v
gs
保持不变，故可以使m1a、m1b、m2a、m2b的v
gs
保持不变，从而不改变电路的静态工作状态；当输入差模电压变化v
id
时，m1c和m2c的反馈使得输入管m1a、m1b、m2a、m2b的v
gs
变化v
id
，电流变化为g
m1
*v
id
，相比于传统的casecode放大电路跨导提高了两倍。
33.当输入共模电压变化时，m3c和m4c漏极电压同时变化，r1和r2两端不流过电流，此时r1和r2上的压降为0，故不会影响电路的静态工作状态；当输入差模电压变化v
id
时，m3c和m4c两端的电流变化为g
m1
*v
id
和-g
m1
*v
id
，此时在r1和r2上的压降为g
m1
*v
id
*r，而m3b和m4b的栅极电压却不会受到影响。此时，通过反馈回路反馈到m3a与m4a的电流增益为g
m1
*v
id
*r*g
m3
。该反馈回路提升的跨导约为g
m3
*r，且该反馈的电流增益与m1a、m2a的电流增益成相加关系。
34.现有的超级class-ab循环折叠共源共栅放大电路的总体等效跨导为2g
m1
*(1+g
m3
*r)，等效输出阻抗约为ro＝g
m7
*r7*r9/2,其中r7和r9为pmos管m7和m9的小信号等效输出阻抗。增益为av＝2g
m1
*(1+g
m3
*r)*g
m7
*r7*r9/2。若m3a与m3b的比值为3，则电路的总功耗为v
dd
*10iref,面积为两条支路m3b、m3c、m1b、和m2b、m4c、m4b，电阻r1、r2和电路其它部分面积之
和。
35.图4是本发明实施例的节能型超级class-ab折叠共源共栅放大电路结构示意图；在这里输入管m1a、m2a与图1中现有的超级class-ab循环折叠共源共栅放大电路的输入管m1a、m1b、m2a、m2b完全相同，来使两种结构的输入跨导一致。本实施例设计中的m13、m14与图1中m9、m10完全相同；本实施例设计中的m11、m12与图1中m7、m8完全相同；本设计中的m9、m10与图一中m5、m6完全相同，以此来使两种结构的输出阻抗近似相等。
36.本实施例设计中参考电流为iref，iref的值与图1现有设计中iref相等。输入参考电流iref到pmos管m1b和m2b的漏极，将电流iref复制至m1a、m2a两条输入支路，这两条支路输出电流的大小均为iref，m1a、m2a这两条支路连接到电流源负载m7、m8处。
37.当输入共模电压变化时，m1b和m2b的v
gs
保持不变，故可以使m1a、m2a的v
gs
保持不变，从而不改变电路的静态工作状态；当输入差模电压变化v
id
时，m1b和m2b的反馈使得输入管m1a、m2a的v
gs
变化v
id
，电流变化为g
m1
*v
id
，相比于传统的casecode放大电路跨导提高了两倍，与现有的超级class-ab循环折叠共源共栅放大电路跨导相同。
38.当输入共模电压变化时，由于m1b和m2b的v
gs
保持不变，故可以使m1a、m2a的v
gs
保持不变，进而电路消耗的整体电流不会发生变化，既m3、m4的栅极电压不会改变，m7、m8的栅极电压也不会发生改变；当输入差模信号v
id
时，m1a、m2a支路的电流分别变化g
m1
*v
id
和-g
m1
*v
id
，导致m3、m4的栅极电压变化-g
m1
*v
id
/g
m3
和g
m1
*v
id
/
gm3
，变化的电压通过栅漏短接的pmos管m5、m6后向下位移v
gs5
、v
gs6
，再反馈至m7和m8的栅极，使m7、m8源极的电流分别变化g
m1
*v
id
*g
m7
/g
m3
和-g
m1
*v
id
*g
m7
/g
m3
，最终这条反馈通路提升的跨导为g
m7
/g
m3
。为保持较大的转换速率，令m9、m11、m13支路的电流等于iref，则电路的总功耗为v
dd
*6iref。
39.本发明实施例的总体等效跨导为2g
m1
*(1+g
m7
/g
m3
)，等效输出阻抗约为ro＝g
m11
*r
11
*r
13
/2，其中r
11
和r
13
为pmos管m11和m13的小信号等效输出阻抗。增益为av＝2g
m1
*(1+g
m7
/g
m3
)*g
m11
*r
11
*r
13
/2。电路整体功耗为vdd*6iref，面积为pmos管m5、m6与其他部分面积之和。
40.若使本发明结构的iref与现有超级class-ab循环折叠共源共栅放大电路的iref保持相同，且令本发明结构的g
m7
/g
m3
与现有超级class-ab循环折叠共源共栅放大电路的g
m3
*r保持一致，则两种结构的增益近似相等，但本发明结构的功耗相较于现有结构降低了40％，面积减小约为现有结构m3b、m3c、m1b、m2b、m4c、m4b和电阻r1、r2部分的面积减去本发明结构m5、m6部分的面积。且由于本发明结构省去了一个大电阻，有效拉高了电路次主极点频率，提升了电路的稳定性。
41.通过以上实例可见，本发明基于现有超级class-ab循环折叠共源共栅放大电路，通过使用额外共模反馈通路和大电阻来实现性能提升直接相关问题；如实施例设定合适的偏置电流与各pmos管和nmos管的尺寸，从而减小了额外电流的消耗与额外面积的消耗；最终本发明在保证总体性能相当的情况下，功耗和面积均优于现有的超级class-ab循环折叠共源共栅放大电路。

技术特征：
1.一种折叠共源共栅运算放大器，其特征在于，包括：第一段翻转电平跟随共模反馈电路和第二段折叠共源共栅放大电路；所述第一段翻转电平跟随共模反馈电路，包括pmos管m1b、m2b、m3、m4、m5、m6，和两个电流源iref1、iref2；其中，m4和m3，m6和m5，m2b和m1b，iref2和iref1，分别完全相同；m3的栅极和m1b的漏极相连接，m3的源极连接到vdd，m3的漏极接m1b的源极；m1b的栅极与输入差分信号in+相连，m1b的漏极接至m5的源极；m1b的源极接m3的漏极，同时m1b的源极构成反馈节点fs-；m5的源极接至m1b的漏极；m5的栅极与漏极短接，并与电流源iref1相连，同时m5的栅极也作为反馈节点fb-；m4的栅极和m2b的漏极相连接，m4的源极连接到vdd，m4的漏极接m2b的源极；m2b的栅极与输入差分信号in-相连，m2b的漏极接至m6的源极；m2b的源极接m4的漏极，同时m2b的源极构成反馈节点fs+；m6的源极接至m2b的漏极；m6的栅极与漏极短接，并与电流源iref2相连，同时m6的栅极也作为反馈节点fb+；第一段翻转电平跟随共模反馈电路引入参考电流iref，并将引入的参考电流iref复制至第二段输入管m1a和m2a的两条电流支路；其中，第二段输入管m1a和m2a的两条电流支路各自连接到对应的电流源负载管m7和m8上；第一段翻转电平跟随共模反馈电路还会获取输入信号，并将输入信号通过第一段翻转电平跟随共模反馈电路向第二段中两个输入管m1a和m2a连接的电流源负载管m7和m8的栅极提供反馈电压，以此使输入电路工作在class-ab状态下；m1b、m2b、m1a和m2a的宽均为w1、长均为l1，以保证电路在共模状态下的跨导恒定和较大的共模抑制比；m5和m6的宽为w5、长为l5，通过选择宽长比w5/l5，使反馈节点fb-、fb+的电压能够让第二段的电流源负载管m7与m8工作在饱和区边缘，从而保证第二段有足够的共模电压输入范围；所述第二段折叠共源共栅放大电路，包括nmos管m7、m8、m9、m10，以及pmos管m1a、m2a、m11、m12、m13、m14；其中，m7和m8，m9和m10，m11和m12，m13和m14，m1a和m2a，分别完全相同；m1a的源极与fs+相连，m1a的栅极与输入差分信号in+相连，m1a的漏极与m9的源极和m7的漏极均相连；m7的源极与地相连，m7的栅极连接至fb+，m7的漏极与m1a的漏极相连；m9的源极与m7的漏极相连，m9的栅极连至偏置电压vn，m9的漏极连接至m11的漏极；m11的漏极与m9的漏极相连，m11的栅极连接至偏置电压vp，m11的源极与m13的漏极相连；m13的漏极与m11的源极相连，m13的栅极连接至m11的漏极，m13的源极连接到vdd；m2a的源极与fs-相连，m2a的栅极与输入差分信号in-相连，m2a的漏极与m10的源极和m8的漏极均相连；m8的源极与地相连，m8的栅极连接至fb-，m8的漏极与m2a的漏极相连；m10的源极与m8的漏极相连，m10的栅极连至偏置电压vn，m10的漏极连接至m12的漏极；m12的漏极与m10的漏极相连，m12的栅极连接至偏置电压vp，m12的源极与m14的漏极相连；m14的漏极与m12的源极相连，m14的栅极连接至m11的漏极，源极连接到vdd；输出节点vout在m12和m10的漏极；第二段折叠共源共栅放大电路对输入的信号in+与in-进行放大，差分电压信号输入输入管m1a和m2a后转换为电流信号，经过信号通路流经电流源管m7和m8，同时，输入管m1a和m2a连接的两路电流源管m7和m8栅极接第一段的反馈电压信号fb+和fb-，也转化为电流信号流经共源共栅电流镜负载管m11、m12、m13和m14，最终将电流镜负载的电流信号转化为电
压信号传递至输出节点v
out
，以此来实现信号放大的功能。2.如权利要求1所述折叠共源共栅运算放大器，其特征在于，通过调整：m1a和m2a的宽长比变大以增大整体电路的跨导，且会增加电路面积；当栅极电压恒定时，m7和m8的宽长比会影响流过支路m9、m11、m13和支路m10、m12、m14的电流，影响整体电路的输出共模电压和压摆率；当电压vn恒定时，m9和m10的宽长比会影响电路的输出电压范围和增益；当电压vp恒定时，m11和m12的宽长比会影响电路的输出电压范围和增益；m13和m14的宽长比会影响电路的输出电压静态工作点和增益。3.如权利要求1所述折叠共源共栅运算放大器，其特征在于：通过设置各pmos管和nmos管的宽长比使得电路总增益为2g
m1
*(1+g
m7
/g
m3
)*g
m11
*r
11
*r
13
/2；g
mn
代表对应mos管mn的小信号跨导，r
n
代表对应mos管mn的小信号输出阻抗。

技术总结
本发明涉及模拟集成电路领域，特别涉及一种折叠共源共栅(Folded Casecode)运算放大器。本发明基于现有超级Class-AB循环折叠共源共栅放大电路，通过使用额外共模反馈通路和大电阻来实现性能提升直接相关问题，并设定偏置电流与各PMOS管和NMOS管的尺寸，从而大幅减小了额外电流的消耗与额外面积的消耗。本发明可在保证总体性能相当的情况下，功耗和面积均优于现有的超级Class-AB循环折叠共源共栅放大电路。电路。电路。


技术研发人员：吴克军 焦立民 毛家兴 刘昱洲 张中 方俊浩 于奇
受保护的技术使用者：电子科技大学
技术研发日：2023.05.19
技术公布日：2023/10/6