基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统

1.本发明涉及电气化铁路过分相技术领域与电能质量治理领域，尤其涉及一种基于大功率电力电子变换器的交流电气化铁路带电过分相与负序、无功补偿系统。


背景技术：

2.我国的交流电气化铁路主要采用单相工频换相供电方式。为了避免相间短路，在牵引变电所出口及分区亭处设置了一段两端都有电气分段的接触网，即电分相。电分相主要分为器件式和关节式两种，且以关节式居多。关节式电分相由中性区、两端锚段关节组成。由于中性区不带电，所以机车通过时，车载设备或地面装置需要进行特殊的操作。目前我国普遍采用车载断电自动过分相方案，列车依靠惯性滑过中性区。该方案由于中性区不供电，使得列车牵引力丢失严重，速度损失较大，严重制约了高速重载铁路的发展。为了确保列车在中性区不损失牵引力，使得列车在中性区继续得到供电的多种“带电自动过分相系统”方案先后被提出。例如，基于机械开关的地面带电自动过分相系统，可以大大缩短列车过分相时的失电时间。但是由于机械开关寿命短、故障率高、无法精确控制动作时间，该方案依然存在断电时间较长以及过电压、过电流等问题。
3.还例如，针对基于机械开关的地面自动过分相方案存在的诸多缺陷，近年来相关机构开展了采用高压晶闸管阀组替代机械开关的地面带电自动过分相系统研究。该方案利用晶闸管电流过零自然关断特性避免截流过电压并有效抑制电弧，并可精确控制开通时间，从而进一步减小列车过分相时的失电时间。但由于两个相邻供电臂的电压相位不同仍然会导致该方案无法实现不断电过分相。该方案中电压从一个供电臂切换到另一个供电臂存在短暂失电时间，虽然对于我国韶山型系列等交直型电力机车没有影响，但会造成以和谐型系列为主的交直交型电力机车的保护。
4.为解决现有车载自动断电过分相装置和基于机械开关或电子开关的地面自动过分相装置的种种不足，基于背靠背电力电子变换器的带电过分相方案逐渐被重视。早期的不断电过分相方案原理如图1所示。列车进入中性区后，变换器通过一侧供电臂取电，输出到中性区接触网的电压从一侧供电臂电压逐步移相平滑过渡到另一侧供电臂的电压。该方案可以实现列车不断电平稳通过分相区。列车通过电分相区时无需车载主断路器动作、无截流过电压、无列车主变压器励磁涌流、无牵引力及速度损失。此方案的带电过分相装置的背靠背电力电子变换器需要4个由电力电子开关构成的相桥臂，但是并未明确给出电力电子变换器的实际拓扑方案。此外，中性区有机车通过的时间很短，因此该装置在绝大多数时间内并不工作，这大大降低了装置的利用率。
5.现有电力电子变换器可分为两电平和多电平结构。基本的两电平变换器受限于现有开关器件的耐压，并不适用于高电压场合。但若采取串联开关器件的方式来提高耐压，则串联开关器件之间存在动态电压不平衡的问题，需要添加复杂的硬件均压电路。此外，两电平变换器的输出谐波特性较差、电磁噪声较大，限制了其应用。而多电平变换器很好地解决了这些问题，具备以下优点：1)突破了现有功率半导体器件电压等级的限制，避免了器件直
接串联所带来的动态均压问题，适用于高压大容量的应用场合；2)等效开关频率较低，减小了器件的开关损耗；3)输出电平台阶多，谐波特性较好，降低了滤波器的体积；4)输出dv/dt小，开关噪声较小，有效降低了系统的电磁干扰。因此引入多电平变换器拓扑更有助于柔性带电过分相系统功能的实现。
6.现有的方案中广泛采用了模块化多电平变换器(modular multilevel converter，mmc)作为电力电子变换器。图2为一种基于mmc的柔性带电过分相系统。该方案中采用三相mmc结构，输出端分别连接到两侧供电臂和中性区，除了可以实现过分相功能，还可以在中性区无机车通过的时段执行电能质量治理功能，提高了装置的利用率。但是mmc采用了多相间配置分散式电容结构，模块内包含大量的悬浮电容，且直流侧中点无法直接引出，需要额外添加一组直流侧电容桥臂。另外，中性区内有机车的时间占比相当低，所以大部分时间与中性区相连的桥臂都不发挥作用，然而该桥臂子模块需要时刻处于热备份状态，以保持子模块电容的电压稳定，这将产生不必要的损耗。可见现有方案中采用的拓扑都存在固有的缺点，因此亟需在柔性带电过分相系统中引入新的多电平变换器拓扑。
7.图3为共直流侧电容型多电平变换器的简化原理图，变换器的直流母线由多个级联电容组成，假定各个电容电压的额定值相同，则直流侧母线被均分为多个电平，每个节点代表不同电平。直流母线节点到交流端子之间的通路(简称为通路)由全控型开关器件或二极管组成，原理上相当于一个单刀多掷开关，各类共直流侧电容型多电平变换器的差异主要体现在通路的组成结构不同。通过控制器件的导通和关断，即可使得交流端口被钳位到不同的直流侧电平电压。图4展示了两种典型的共直流侧电容型多电平变换器，其中图4(a)为传统的二极管钳位式多电平变换器，图4(b)为新型的v形钳位多电平变换器。图5以图4(a)中的拓扑为例，展示了多相间共用直流侧电容的连接方式。
8.根据展示的共直流侧电容型多电平变换器的拓扑不难发现，该类拓扑具有以下特点：1)无需多个独立直流电源供电，结构简单；2)不包含悬浮电容，共直流侧电容型多电平变换器的预充电更为简单，并且开关控制易于实现；3)各相共用直流侧电容，在多相系统中所需的电容数量较少，整体的控制复杂度较低。由此可见，共直流侧电容型拓扑很好地弥补了mmc的不足，因此在电气化铁路领域具备一定的应用价值。
9.本技术优选图4(b)中的v形钳位多电平变换器，与传统的共直流侧电容型多电平变换器相比，例如图4(a)中的二极管钳位式多电平变换器，v形钳位多电平变换器总器件数量明显减少，电路拓扑较为简洁而且开关器件不存在动态均压问题。与模块化多电平变换器相比，v形钳位多电平变换器在十三电平及以下时，总器件数量上具有一定优势，且无需桥臂电感。
10.然而共直流侧电容型多电平拓扑也存在其固有的缺陷。若不采取均压措施，部分电容会被持续地充电或放电，其电容电压会严重偏离额定电压值。最终造成交流输出电压的电平数退化。这一缺点严重限制了此类变换器的实际应用，因此需要选用适当的均压方法。
11.综上所述，本技术旨在提供一种新型的基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统，以能够在使用过程中保障列车平稳、不断电、无速度损失地通过电分相，还可以实现列车行驶全过程的电能质量治理，对网侧的负序电流、无功电流进行补偿。


技术实现要素：

12.本发明要解决的技术问题之一是，直流侧电容的电压均衡问题。确定合适的电容均压策略，例如零序电压注入法、辅助均压电路法、载波交叠调制法，依据均压方法对系统结构进行设计，包括变换器的桥臂数量、连接方式、直流侧电容中点的配置方式等。令系统结构与均压策略相配合，从而以较低的成本实现电容均压。
13.本发明要解决的技术问题之二是，在已实现电容均压的基础上，将现有的成熟的控制策略和时序逻辑迁移到本系统中，进行适当的修改，使其适应基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统。保证系统可以实现以下功能：1)通过控制与中性区相连的变换器桥臂，使得列车的供电来源由第一供电臂平滑地过渡到第二供电臂，实现列车不断电、全功率地过分相。2)在列车过分相或者未进入中性区时，通过对网侧电流的采集和运算获取无功电流和负序电流待补偿量，控制变换器向牵引网中注入相应的电流，从而尽可能消除牵引变电所与电网连接点处的负序和无功电流。
14.本发明的目的通过以下技术方案来实现：一种基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统，包括位于牵引变电所和中性区之间的主电路，所述主电路包括电子电力变换器、至少三个单相变压器、若干个滤波电感和滤波电容，所述电子电力变换器具有n个变换器桥臂以限定出n个变换器桥臂交流端子，所述电子电力交换器配置为：所述n个变换器桥臂能够按照功能划分为第一变换器桥臂组和第二变换器桥臂组，所述第一变换器桥臂组和所述第二变换器桥臂组之间能够通过直流侧电容进行通电耦合，其中：在所述第一变换器桥臂组包含的变换器桥臂数量为两个或三个的情况下，所述第一变换器桥臂组能够经第一单相变压器和第二单相变压器电性连接至所述牵引变电所；在所述第二变换器桥臂组包含的变换器桥臂数量为一个或两个的情况下，所述第二变换器桥臂组能够经第三单相变压器电性连接至所述中性区；所述变换器桥臂与所述单相变压器之间能够通过滤波电感电性连接。
15.优选的，在电力电子变换器具有4个变换器桥臂以限定出变换器第一桥臂交流端子、变换器第二桥臂交流端子、变换器第三桥臂交流端子和变换器第四桥臂交流端子的情况下，第一单相变压器高压侧绕组第一端子连接至第一供电臂，第二单相变压器高压侧绕组第一端子连接至第二供电臂，第一单相变压器低压侧绕组第一端子经第一滤波电感连接至变换器第一桥臂交流端子，第二单相变压器低压侧绕组第一端子经第三滤波电感连接至变换器第三桥臂交流端子，第三单相变压器低压侧绕组第一端子经第四滤波电感连接至变换器第四桥臂交流端子，第三单相变压器低压侧绕组第一端子和第二端子之间连接有所述滤波电容，第三单相变压器高压侧绕组第一端子连接至所述中性区，第三单相变压器高压侧绕组第二端子连接至钢轨。
16.优选的，第一单相变压器低压侧绕组第二端子与第二单相变压器低压侧绕组第二端子同时经第二滤波电感连接至变换器第二桥臂交流端子，第三单相变压器低压侧绕组第二端子连接至直流侧电容的中点。
17.优选的，所述电力电子变换器能够具有3个变换器桥臂以限定出变换器第一桥臂交流端子、变换器第三桥臂交流端子和变换器第四桥臂交流端子，其中，第一单相变压器低压侧绕组第二端子与第二单相变压器低压侧绕组第二端子同时接地，第三单相变压器低压侧绕组第二端子和直流侧电容的中点同时接地。
18.优选的，所述电力电子变换器能够具有5个变换器桥臂以进一步限定出变换器第五桥臂交流端子，其中，第一单相变压器低压侧绕组第二端子与第二单相变压器低压侧绕组第二端子同时经第二滤波电感连接至所述第二桥臂交流端子，第三变压器低压侧绕组第二端子连接至所述变换器第五桥臂交流端子。
19.优选的，所述直流侧电容包括至少两个串联电容器，电子电力变换器的桥臂开关由包括绝缘栅双极型晶体管或集成门极换流晶闸管在内的全控型器件限定。
20.优选的，在第一变换器桥臂组具有3个变换器桥臂的情况下，直流侧电容电压按照如下步骤进行电压均衡：计算零序电压分量取值范围，针对不同的零序分量计算出对应的代价函数，选取能使代价函数趋近于最小值的一个零序分量，叠加在原参考电压上，获得最终参考电压。
21.优选的，零序电压分量取值范围按照如下方式确定：根据控制目标确定变换器桥臂的第一参考电压以及上一周期添加零序电压分量后的第二参考电压，按照避免过调制的方式获取零序电压的最大值v
z_max
与最小值v
z_min
以确定零序电压分量的取值范围。
22.优选的，所述代价函数f能够通过公式表示，其中，δu
cj
＝i
cj
ts/c
dc
，δu
cj
为经过开关周期ts后各个电容电压的变化量，c
dc
为直流侧电容的容值，j代表1到n
l-1之间的整数，n
l
为变换器电平数，i
cj
为电容电流。
23.优选的，列车从第一供电臂驶入第一锚段关节之前，所述柔性带电过分相系统仅处于电能质量治理工作状态；列车由第一供电臂即将驶入第一锚段关节时，所述电子电力变换器调节输出电压，使得中性区接触网电压与第一供电臂电压相同，同时进行电能质量治理；列车由第一供电臂驶入第一锚段关节时，所述电子电力变换器调节输出电流，由中性区接触网供给的电流逐渐提升到列车负载电流，促使第一供电臂接触网提供给列车的电流逐渐降低为0，同时进行电能质量治理；列车的相关受电弓完全进入中性区后，所述变换器调节输出电压，使得中性区接触网电压由第一供电臂电压逐步过渡至第二供电臂电压，同时进行电能质量治理；列车在中性区行驶至第二锚段关节前，所述电子电力变换器已经使得中性区接触网电压与第二供电臂电压相同，同时进行电能质量治理；列车由第一供电臂驶入第二锚段关节时，所述电子电力变换器调节输出电流，由中性区接触网供给的电流逐渐降低为0，促使第二供电臂接触网提供给列车的电流逐渐提升为列车负载电流，同时进行电能质量治理；列车驶离第二锚段关节进入第二供电臂后，所述柔性带电过分相系统仅处于电能质量治理工作状态。电能质量治理是指利用第一变换器桥臂组向供电臂中注入一定电流，以实现消除牵引供电系统中牵引供电系统无功和负序电流分量的功能。
24.本发明具有以下优点：
25.(1)本发明可以完全实现不断电过分相，机车通过中性区时，使中性区接触网电压从一侧供电臂逐步平滑过渡到另一侧供电臂，确保列车持续受流、平稳顺畅通过电分相，有效避免列车过分相时的牵引力损失和欠压保护等非正常情况发生；本发明还具备电能质量治理功能，可以对牵引网的负序电流、无功电流进行补偿。
26.(2)相较于采用mmc的柔性带电过分相方案，本发明采用的共直流侧电容型多电平变换器，通过对具体电路结构和电平数量的优化选择后，总器件数量可以更少，降低了硬件成本，同时显著减少了所需电容数量，控制方式更为简单，而且与中性区相连的桥臂不需要
热备份，减小了系统的损耗。
27.(3)在所提出的特定系统结构中，通过控制可以很好地解决直流侧电容的电压均衡问题。最大限度上发挥了此类拓扑的优势。
附图说明
28.图1是基于电力电子变换器的带电过分相系统结构示意图；
29.图2是基于模块化多电平变换器的柔性带电过分相系统结构示意图；
30.图3是共直流侧电容型多电平变换器原理图；
31.图4是共直流侧电容型多电平变换器的两种拓扑示例，图4(a)为二极管钳位式多电平变换器，图4(b)为v形钳位多电平变换器；
32.图5是多电平变换器拓扑多相间共用直流侧电容的连接方式；
33.图6为本发明基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统结构实施例一示意图；
34.图7为本发明基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统结构实施例一的标注图；
35.图8为本发明基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统结构实施例一的整流侧控制框图；其中图8(a)为第一和第三桥臂(10、12)的控制框图，图8(b)为第二桥臂(11)的控制框图，图8(c)为无功和负序电流计算框图；
36.图9为本发明基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统结构实施例一的逆变侧控制框图；其中图9(a)为电流控制框图，图9(b)为电压控制框图。
37.图10为本发明基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统结构实施例一的仿真结果，其中图10(a)为直流侧电容电压波形，图10(b)为移相过程中性区电压波形，图10(c)为三相电力系统电流波形，图10(d)为电流转移波形；
38.图11为本发明基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统实施例二的结构示意图；
39.图12(a)为本发明基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统实施例三的主电路结构示意图；图12(b)为本发明基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统实施例三的辅助均压电路结构示意图；
40.图13为本发明基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统实施例四中采用的载波交叠pwm均压方法的相电压示意图，其中图13(a)为参考电压大于等于零时的相电压，图13(b)为参考电压小于零时的相电压。
41.图中，1：第一供电臂；2：第二供电臂；3：中性区；4：钢轨；5：第一锚段关节；6：第二锚段关节；7：列车；8：牵引变电所；9：直流侧电容；10：变换器第一桥臂；11：变换器第二桥臂；12：变换器第三桥臂；13：变换器第四桥臂；14：第一单相变压器；15：第二单相变压器；16：第一滤波电感；17：第二滤波电感；18：第三滤波电感；19：第四滤波电感；20：滤波电容；21：第三单相变压器；22：直流侧电容中点；23：第一单相变压器高压侧绕组第一端子；24：第一单相变压器高压侧绕组第二端子；25：第一单相变压器低压侧绕组第一端子；26：第一单相变压器低压侧绕组第二端子；27：第二单相变压器高压侧绕组第二端子；28：第二单相变压器高压侧绕组第一端子；29：第二单相变压器低压侧绕组第二端子；30：第二单相变压器
低压侧绕组第一端子；31：第三单相变压器低压侧绕组第二端子；32：第三单相变压器低压侧绕组第一端子；33：第三单相变压器高压侧绕组第二端子；34：第三单相变压器高压侧绕组第一端子；35：变换器第一桥臂交流端子；36：变换器第二桥臂交流端子；37：变换器第三桥臂交流端子；38：变换器第四桥臂交流端子；39：变换器第五桥臂交流端子；40：变换器第五桥臂；41：辅助均压电路谐振支路；42：辅助均压电路开关网络。
具体实施方式
42.下面结合附图对本发明做进一步的描述，本发明的保护范围不局限于以下所述：
43.如图6至图13所示，本技术提供一种基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统，包括位于牵引变电所8和中性区3之间的主电路，主电路包括电子电力变换器、至少三个单相变压器、若干个滤波电感和滤波电容20，电子电力变换器具有n个变换器桥臂以限定出n个变换器桥臂交流端子，电子电力交换器配置为：n个变换器桥臂能够按照设定数量比例划分为第一变换器桥臂组和第二变换器桥臂组，第一变换器桥臂组和所述第二变换器桥臂组之间能够通过直流侧电容9进行通电耦合，其中：在第一变换器桥臂组包含的变换器桥臂数量为两个或三个的情况下，第一变换器桥臂组能够经第一单相变压器14和第二单相变压器15电性连接至牵引变电所；在第二变换器桥臂组包含的变换器桥臂数量为一个或两个的情况下，第二变换器桥臂组能够经第三单相变压器21电性连接至中性区；变换器桥臂与单相变压器之间能够通过滤波电感电性连接。
44.优选的，在电力电子变换器具有4个变换器桥臂以限定出变换器第一桥臂交流端子35、变换器第一桥臂交流端子36、变换器第三桥臂交流端子37和变换器第四桥臂交流端子38的情况下，第一单相变压器高压侧绕组第一端子23连接至第一供电臂1，第二单相变压器高压侧绕组第一端子28连接至第二供电臂2，第一单相变压器低压侧绕组第一端子25经第一滤波电感16连接至第一桥臂交流端子35，第二单相变压器低压侧绕组第一端子30经第三滤波电感18连接至第三桥臂交流端子37，第三单相变压器低压侧绕组第一端子32经第四滤波电感19连接至变换器第四桥臂交流端子38，第三单相变压器低压侧绕组第一端子32和第二端子31之间连接有滤波电容20，第三单相变压器高压侧绕组第一端子34连接至中性区3，第三单相变压器高压侧绕组第二端子33连接至钢轨4。
45.优选的，第一单相变压器低压侧绕组第二端子26与第二单相变压器低压侧绕组第二端子29同时经第二滤波电感17连接至第二桥臂交流端子36，第三单相变压器低压侧绕组第二端子31连接至直流侧电容9的中点22。
46.优选的，本技术采用零序电压分量注入的均压策略，该方法的优点是基于最近三矢量原则，无需额外的开关次数。缺点是该方法在应用于单端三相系统无法实现变换器侧高调制系数、高功率因数工况下的电容电压平衡。然而本技术的柔性带电过分相系统一般工作在变换器侧功率因数较低的工况下，不属于上述工况，所以将基于零序电压分量注入的均压策略引入过分相系统中可以很容易地实现电压平衡，最大限度发挥共直流侧电容多电平变换器的优势。具体的，基于零序电压分量注入的均压策略的基本原理叙述为：决定直流侧电容电压平衡与否的关键因素是直流母线的节点电流，即图3中流过p
x
点的电流。只有各个节点电流在一定周期内平均值为0时，才能实现电容的电压平衡，因此均压控制的根本目标是改变节点电流。当三相变换器输出相电压同时增大或减小相同的零序电压时，输出
线电压和线电流不受影响。不同的零序电压会改变每个调制周期内各个开关状态的作用时间，从而改变流过各个直流母线节点的电流，达到控制直流侧电容电压的目的。基于零序电压分量注入的均压算法步骤如下：(1)零序电压范围计算：根据控制目标确定变换器第一桥臂10、变换器第二桥臂11和变换器第三桥臂12各自的参考电压v
a_ref
、v
b_ref
和v
c_ref
，以及上一周期添加零序电压分量后的参考电压v
az_last
、v
bz_last
和v
cz_last
，取值范围为-1与1之间。计算出零序电压vz最大值v
z_max
和最小值v
z_min
，vz的取值应当满足限制条件：为确保变换器工作在线性调制模式下，注入零序电压后的各相的调制波应当处于-1和1之间。(2)零序电压具体值计算：确定好零序电压取值范围后，将该范围均分为(n
z-1)份，从而可以获得nz个离散的零序电压。表达式为vz＝v
z_min
+kz(v
z_max-v
z_min
)/(n
z-1)，其中kz＝0,1,2,
…
,n
z-1。添加零序电压后的三相参考电压为：v
xz
＝v
x_ref
+vz，其中x＝a,b,c。(3)节点电流与电容电流计算：以其中一相变换器桥臂为例，设变换器电平数为n
l
，为了便于计算，将参考电压v
xz
的取值范围由[-1,1]转换到[0,n
l-1]，v
xz_pu
＝(n
l-1)(v
xz
+1)/2。v
xz_pu
可改写为整数部分和小数部分相加的形式：v
xz_pu
＝v
xi
+v
xd
，其中v
xi
为整数部分，v
xd
为小数部分。节点占空比定义如下：一个开关周期内，每个直流母线节点到交流端子之间的通路的导通时间(即输出该节点的电平的时间)与开关周期的比值。可以计算出各个节点占空比为：其中n代表直流节点编号，0≤n≤n
l-2且为整数。各个节点电流表达式为：i
pn
＝d
an
ia+d
bn
ib+d
cn
ic，其中i
x
定义为三相桥臂交流端子的输出电流，规定电流流出节点的方向为正方向。电容电流表达式为：其中1≤i≤n
l-2且为整数，根据以上公式可以计算出零序电i
ci+1
＝i
ci
+i
pi
压取不同值时的电容电流。(4)代价函数计算：针对每个零序电压取值，计算出对应的代价函数值。每个开关周期ts进行一次零序电压的计算，各个直流侧电容的容值为c
dc
。经过ts，各个电容电压的变化量为：δu
cj
＝i
cj
ts/c
dc
，其中1≤j≤n
l-1且为整数。代价函数是：f的物理意义是电容总能量的导数。遍历所有零序电压，完成电容电流与代价函数的计算。当代价函数取值最小时，对应的零序电压最有利于电容的均压。计算出最终的参考电压后，采用传统的载波层叠pwm方法对所有开关器件进行控制。
[0047]
实施例1
[0048]
如图6所示，本技术提供一种基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统，包括变换器第一桥臂10、变换器第二桥臂11、变换器第三桥臂12、变换器第四桥臂13、直流侧电容9、第一单相变压器14、第二单相变压器15、第三单相变压器21。第一单相变压器高压侧绕组第一端子23连接到第一供电臂1，第一单相变压器高压侧绕组第二端子24接地；第二单相变压器高压侧绕组第一端子28连接到第二供电臂2，第二单相变压器高压侧绕组第二端子27接地。第一单相变压器低压侧绕组第一端子25经由第一滤波电感16连接到变换器第一桥臂交流端子35，第二单相变压器低压侧绕组第一端子30经由第三滤波电感18连接到变换器第三桥臂交流端子37，第一单相变压器低压侧绕组第二端子26与第二单相变
压器低压侧绕组第二端子29相连后，经由第二滤波电感17连接到变换器第二桥臂交流端子36。第三单相变压器21低压侧绕组第一端子32经由第四滤波电感19连接到变换器第四桥臂交流端子38，且第三单相变压器低压侧绕组第一端子32与第三单相变压器低压侧绕组第二端子31之间连接滤波电容20。第三单相变压器高压侧绕组第一端子34连接到中性区3，第三单相变压器高压侧绕组第二端子33连接到钢轨4。第三单相变压器低压侧绕组第二端子31需连接到直流侧电容的中点22。直流侧电容9是包含至少两个串联电容器的储能元件，四桥臂变换器的桥臂开关由igbt或igct等全控型开关器件组成。
[0049]
为了便于解释系统控制方案，在图7中对某些元件、节点和变量进行了标注。假设牵引供电所采用scott变压器。第一供电臂1和第二供电臂2命名为α相和β相供电臂，i
α
、i
β
为牵引变电所电流，规定由牵引变电所流向变压器为正方向；i
cα
、i
cβ
为供电臂电流，规定由牵引变电所流向接触网为正方向；变换器第一桥臂至变换器第四桥臂分别命名为a桥臂、b桥臂、c桥臂、d桥臂，其中a、b、c桥臂属于第一变换器桥臂组，又称整流侧；d桥臂属于第二变换器桥臂组，又称逆变侧。对应的第一滤波电感至第四滤波电感分别命名为la、lb、lc、ld，电感电流分别为i
la
、i
lb
、i
lc
、i
ld
，其中i
la
、i
lb
、i
lc
正方向规定为流入a桥臂、b桥臂、c桥臂，i
ld
正方向规定为流出d桥臂。第一单相变压器14和第二单相变压器15命名为t1和t2，高压侧输入电压为u
α1
和u
β1
，低压侧输出电压分别为u
α2
和u
β2
。第三单相变压器21命名为t3，其低压侧电压为u
cf
，高压侧电压为u
nz
，高压侧电流为i
nz
。变压器t1和t2的高压侧与低压侧的变比为kd:1，变压器t3的高压侧与低压侧的变比为ku:1。直流侧电容9的中点定义为n，第一单相变压器低压侧绕组第二端子26与第二单相变压器低压侧绕组第二端子29相连的节点定义为o。α相和β相供电臂电流的正序有功分量为i
αac
和i
βac
，正序无功分量为i
αre
和i
βre
，负序分量为i
α-和i
β-，基波分量为i
α1
和i
β1
，延迟90
°
的算子为q。各个变换器桥臂的参考电压分别为u
a_ref
、u
b_ref
、u
c_ref
、u
d_ref
，以v
dc
/2为基值对三相正弦调制波标幺化后得各个变换器桥臂的参考电压v
a_ref
、v
b_ref
、v
c_ref
、v
d_ref
。交流参考电流(电感电流)参考值分别为i
a_ref
、i
b_ref
、i
c_ref
、i
d_ref
。a桥臂、c桥臂采取直流电压外环、交流电流内环的双闭环控制策略，控制框图如图8(a)所示。采集电压u
α2
和u
β2
，经过锁相环分别检测其相位，作为正序有功电流分量的相位；直流侧电压的参考值与实际值作差，经过比例积分环节后得到正序有功电流分量的幅值。利用相位和幅值生成正序有功电流分量i
αac
和i
βac
。该分量用于维持直流侧电压稳定。
[0050]
可以利用图8(c)计算出正序无功和负序电流分量，具体计算方法如下：采集电流供电臂电流i
α
、i
β
，经过二阶广义积分器(second order generalized integrator,sogi)，获取电流基波分量i
α1
、i
β1
与延迟90
°
的分量qi
α1
、qi
β1
。负序电流分量计算公式为：。负序电流分量计算公式为：
[0051]
正序无功电流计算方式为，将电流i
α1
与延迟90
°
的分量qi
α1
分别作为α和β轴分量，进行park变换；仅对q轴分量进行park逆变换，得到的α轴分量即为正序无功电流i
αre
。β相供电臂电流同理。根据内模原理，在正序无功电流和负序电流后加入比例谐振环节，得到实际补偿量，可以实现稳态无静差的跟踪。正序有功电流分量减去正序无功电流补偿量和负序电流补偿量，乘以变比kd进行电流换算，得到电感电流参考值i
a_ref
和i
c_ref
。电感电流参考值与实际值的误差经过准pr控制器，获得电感压降u
la
和u
lc
。加入电压前馈，得到a桥臂、c桥臂
参考电压：
[0052]
b桥臂控制框图如图8(b)所示，电感电流参考值为：i
b_ref
＝-i
a_ref-i
c_ref
，电感电流参考值与实际值的误差经过准pr控制器，获得电感压降u
lb
以及b桥臂参考电压：u
b_ref
＝-u
lb
。d桥臂的控制目标和控制方式需要根据系统所处的工作模式进行切换，各个工作模式的时序逻辑与基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统时序逻辑一致。具体控制方式分为两种：电流控制和电压控制，其控制框图如图9所示。电流控制框图如图9(a)所示，根据控制需求得到中性区参考电流i
nz_ref
，参考电流与滤波电容电流i
cf
相加后，与电感电流i
ld
作差，经过准pr控制器得到电感压降参考值。电感压降参考值与滤波电容电压u
cf
的和，即为d桥臂参考电压u
d_ref
。电压控制框图如图9(b)所示，根据控制需求得到中性区参考电压u
nz_ref
，参考电压与实际滤波电容电压u
cf
作差，经过准pr控制器得到电容电流参考值。电容电流参考值与电容电流实际值i
cf
的差，经过准pr控制器得到电感压降参考值，其结果与滤波电容电压u
cf
的和，即为d桥臂参考电压u
d_ref
。
[0053]
为了验证本发明基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统的可行性，利用simulink进行了仿真验证。三相电力系统电压为220kv，牵引供电所采用220kv:27.5kv
×
2的scott变压器，变压器t1、t2和t3高压侧与低压侧的变比均为27.5kv:4kv，四个滤波电感为1mh，直流侧电容为40mf，滤波电容为100uf，直流侧电压参考值为12.6kv，即每一级为1.8kv，负载容量为10mw。图10(a)为直流侧电容的电压均衡情况，利用基于零序电压分量注入的方法很好地解决了电容均压问题。图10(b)为移相过程中的中性区电压波形，中性区电压由α相逐渐过渡到β相，实现了相位的平滑切换。图10(c)为三相电力系统中的电流，已经基本消除了无功和负序电流分量。图10(d)为全过程电流转移波形，机车电流的来源由α相供电臂转移到中性区，再转移到β相供电臂。
[0054]
实施例2
[0055]
本实施例是在实施例1的基础上的进一步改进，重复的内容不再赘述。
[0056]
如图11所示，电力电子变换器能够具有5个变换器桥臂以进一步限定出变换器第五桥臂交流端子39，本实施例与实施例1的区别在于：本实施例具有5个变换器桥臂，即除变换器第一桥臂10、变换器第二桥臂11、变换器第三桥臂12和变换器第四桥臂13外，还具有变换器第五桥臂40，第一单相变压器低压侧绕组第二端子26与第二单相变压器低压侧绕组第二端子29同时经第二滤波电感17连接至第二桥臂交流端子36，第三变压器低压侧绕组第二端子31连接至变换器第五桥臂交流端子39。
[0057]
实施例3
[0058]
本实施例是在实施例1的基础上的进一步改进，重复的内容不再赘述。
[0059]
如图12(a)所示，电力电子变换器能够具有3个变换器桥臂以省略变换器第二桥臂交流端子36，本实施例与实施例1的区别在于：本实施例具有3个变换器桥臂，第一单相变压器低压侧绕组第二端子26与第二单相变压器低压侧绕组第二端子29同时接地，第三单相变压器低压侧绕组第二端子31和直流侧电容9的中点22同时接地。在省去变换器第二桥臂11后，系统不满足三相三线制的条件，无法再采用基于零序分量注入的电压平衡方法，这里可以在直流侧电容9上添加均压电路，一种基于谐振开关电容变换器的辅助均压电路参见图12(b)。对于每个直流侧电容，都有一个辅助均压电路开关网络42并联在其两端，相邻两个
电容对应的半桥中点均分别连接在同一组辅助均压电路谐振支路41两端。其控制方式也较为简单，所有半桥的上管和下管采用占空比为50％的互补控制，开关频率设为谐振支路的谐振频率。除这一类均压电路之外，还有基于开关电容、或基于buck-boost的均压电路可供使用，原理相似，不再进行赘述。
[0060]
实施例4
[0061]
本实施例是在实施例3的基础上的进一步改进，重复的内容不再赘述。
[0062]
优选的，在省去变换器第二桥臂11后，系统不满足三相三线制的条件，无法再采用基于零序分量注入的电压平衡方法。本实施例中采用一种基于载波交叠pwm的软件均压控制方式，相比实施例3，省略了图12(b)中所示的硬件电路。其具体方法如下：共直流侧电容型多电平变换器电平数为n
l
，每一级电压为e，即可以输出0、e、2e
…
(n
l-2)e、(n
l-1)e共n
l
个电平，参考电压大小为v
ref
，取值在-1到1之间，分为两种情况：
[0063]
当v
ref
《0时，可输出除最高电平外的所有电平；当v
ref
≥0时，可输出除最低电平外的所有电平。一个开关周期内输出的相电压如图13所示，电平占空比定义如下：一个开关周期内，输出各个电平的时间与开关周期的比值。各个电平占空比为：
[0064]
其中k代表0到n
l-1之间的整数，dk代表第k个电平的占空比。按照以上规则输出相应的电平，可以实现电容的电压均衡。
[0065]
最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

技术特征：
1.基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统，包括位于牵引变电所(8)和中性区(3)之间的主电路，其特征在于，所述主电路包括电子电力变换器、至少三个单相变压器、若干个滤波电感和滤波电容，所述电子电力变换器具有n个变换器桥臂以限定出n个变换器桥臂交流端子，所述电子电力交换器配置为：所述n个变换器桥臂能够按照功能划分为第一变换器桥臂组和第二变换器桥臂组，所述第一变换器桥臂组和所述第二变换器桥臂组之间能够通过直流侧电容(9)进行通电耦合，其中：在所述第一变换器桥臂组包含的变换器桥臂数量为两个或三个的情况下，所述第一变换器桥臂组能够经第一单相变压器(14)和第二单相变压器(15)电性连接至所述牵引变电所；在所述第二变换器桥臂组包含的变换器桥臂数量为一个或两个的情况下，所述第二变换器桥臂组能够经第三单相变压器(21)电性连接至所述中性区；所述变换器桥臂与所述单相变压器之间能够通过滤波电感电性连接。2.根据权利要求1所述的基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统，其特征在于，在电力电子变换器具有4个变换器桥臂以限定出变换器第一桥臂交流端子(35)、变换器第二桥臂交流端子(36)、变换器第三桥臂交流端子(37)和变换器第四桥臂交流端子(38)的情况下，第一单相变压器高压侧绕组第一端子(23)连接至第一供电臂(1)，第二单相变压器高压侧绕组第一端子(28)连接至第二供电臂(2)，第一单相变压器低压侧绕组第一端子(25)经第一滤波电感(16)连接至变换器第一桥臂交流端子(35)，第二单相变压器低压侧绕组第一端子(30)经第三滤波电感(18)连接至变换器第三桥臂交流端子(37)，第三单相变压器低压侧绕组第一端子(32)经第四滤波电感(19)连接至变换器第四桥臂交流端子(38)，第三单相变压器低压侧绕组第一端子(32)和第二端子(31)之间连接有所述滤波电容(20)，第三单相变压器高压侧绕组第一端子(34)连接至所述中性区(3)，第三单相变压器高压侧绕组第二端子(33)连接至钢轨(4)。3.根据权利要求2所述的基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统，其特征在于，第一单相变压器低压侧绕组第二端子(26)与第二单相变压器低压侧绕组第二端子(29)同时经第二滤波电感(17)连接至变换器第二桥臂交流端子(37)，第三单相变压器低压侧绕组第二端子(31)连接至直流侧电容(9)的中点(22)。4.根据权利要求1所述的基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统，其特征在于，所述电力电子变换器能够具有3个变换器桥臂以限定出变换器第一桥臂交流端子(35)、变换器第三桥臂交流端子(37)和变换器第四桥臂交流端子(38)，其中，第一单相变压器低压侧绕组第二端子(26)与第二单相变压器低压侧绕组第二端子(29)同时接地，第三单相变压器低压侧绕组第二端子(31)和直流侧电容(9)的中点(22)同时接地。5.根据权利要求2所述的基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统，其特征在于，所述电力电子变换器能够具有5个变换器桥臂以进一步限定出变换器第五桥臂交流端子(39)，其中，第一单相变压器低压侧绕组第二端子(26)与第二单相变压器低压侧绕组第二端子(29)同时经第二滤波电感(17)连接至所述第二桥臂交流端子(36)，第三变压器低压侧绕组第二端子(31)连接至所述变换器第五桥臂交流端子(39)。6.根据权利要求1所述的基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统，
其特征在于，所述直流侧电容(9)包括至少两个串联电容器，电子电力变换器的桥臂开关由包括绝缘栅双极型晶体管或集成门极换流晶闸管在内的全控型器件限定。7.根据权利要求1所述的基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统，其特征在于，在第一变换器桥臂组具有3个变换器桥臂的情况下，直流侧电容(9)电压按照如下步骤进行电压均衡：计算零序电压分量取值范围，针对不同的零序分量计算出对应的代价函数，选取能使代价函数趋近于最小值的一个零序分量，叠加在原参考电压上，获得最终参考电压。8.根据权利要求7所述的基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统，其特征在于，零序电压分量取值范围按照如下方式确定：根据控制目标确定变换器桥臂的第一参考电压以及上一周期添加零序电压分量后的第二参考电压，按照避免过调制的方式获取零序电压的最大值v
z_max
与最小值v
z_min
以确定零序电压分量的取值范围。9.根据权利要求7所述的基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统，其特征在于，所述代价函数f能够通过公式表示，其中，δu
cj
＝i
cj
t
s
/c
dc
，δu
cj
为经过开关周期t
s
后各个电容电压的变化量，c
dc
为直流侧电容的容值，j代表1到n
l-1之间的整数，n
l
为变换器电平数，i
cj
为电容电流。10.根据权利要求1所述的基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统，其特征在于，列车(7)从第一供电臂(1)驶入第一锚段关节(5)之前，所述柔性带电过分相系统仅处于电能质量治理工作状态；列车(7)由第一供电臂(1)即将驶入第一锚段关节(5)时，所述电子电力变换器调节输出电压，使得中性区(3)接触网电压与第一供电臂(1)电压相同，同时进行电能质量治理；列车(7)由第一供电臂(1)驶入第一锚段关节(5)时，所述电子电力变换器调节输出电流，由中性区接触网供给的电流逐渐提升到列车负载电流，促使第一供电臂接触网提供给列车的电流逐渐降低为0，同时进行电能质量治理；列车(7)的相关受电弓完全进入中性区后，所述变换器调节输出电压，使得中性区(3)接触网电压由第一供电臂(1)电压逐步过渡至第二供电臂(2)电压，同时进行电能质量治理；列车(7)在中性区(3)行驶至第二锚段关节(6)前，所述电子电力变换器已经使得中性区(3)接触网电压与第二供电臂(2)电压相同，同时进行电能质量治理；列车(7)由第一供电臂(1)驶入第二锚段关节(6)时，所述电子电力变换器调节输出电流，由中性区接触网供给的电流逐渐降低为0，促使第二供电臂接触网提供给列车的电流逐渐提升为列车负载电流，同时进行电能质量治理；列车(7)驶离第二锚段关节(6)进入第二供电臂(2)后，所述柔性带电过分相系统仅处于电能质量治理工作状态。

技术总结
本发明公开了一种基于共直流侧电容型多电平变换器的柔性带电过分相系统，所述电子电力变换器具有n个变换器桥臂以限定出n个变换器桥臂交流端子，所述电子电力交换器配置为：所述n个变换器桥臂能够按照功能划分为第一变换器桥臂组和第二变换器桥臂组，所述第一变换器桥臂组和所述第二变换器桥臂组之间能够通过直流侧电容进行通电耦合，其中：在所述第一变换器桥臂组包含的变换器桥臂数量为两个或三个的情况下，所述第一变换器桥臂组能够经第一单相变压器和第二单相变压器电性连接至所述牵引变电所。本申请与现有方案相比，本申请在通过对具体电路结构和电平数的优化选择后，总器件数量更少，硬件成本低，系统无热备份损耗。耗。耗。


技术研发人员：李凯 郭嘉伟 郑琼林 王琛琛 张智博 张文长
受保护的技术使用者：北京交通大学
技术研发日：2023.02.06
技术公布日：2023/7/6