具有有源阻抗匹配电路的电声换能器带宽拓展方法与装置

1.本发明涉及电力电子、水声通信技术领域，涉及一种具有有源阻抗匹配电路的电声换能器带宽拓展方法与装置。


背景技术：

2.声波信号作为目前已知唯一一种可在水中实现远距离传输的信号，广泛应用于水下测绘、海底能源勘探以及军事等领域。电声换能器作为水深通信中至关重要的一环，其主要实现电信号向声波信号的转换。随着海洋开发的不断深入，对声呐系统的要求不断提高，一方面，拓宽换能器带宽能够在进行信号传递时具有提高传输性能的可靠性与稳定性等优点，另一方面使得换能器能够传递更多的信息。因此，为了更好地适应水下复杂的环境，对电声换能器的带宽要求不断提升，亟需改进电声换能器的性能以满足对宽带声波信号的需求，研究如何提升电声换能器的带宽具有重要的实际意义。对于某一电声换能器，从理论角度来看，更高的带宽意味着更低的品质因数。电声换能器同样受制于带宽-增益-体积理论的限制，只为片面的追求低品质因数而盲目的选择换能器各部分的几何尺寸，会影响换能器的其他性能，如辐射声功率。
3.根据换能器基础理论，换能器的频带宽度是由其品质因数决定，其中包括电品质因数与机械品质因数。机械品质因数不仅与材料、机械损耗和辐射阻抗有关，而且与换能器的结构参数也存在有密切的关系，因此通过对换能器各部分的结构进行设计能够达到降低机械品质因数的目的，大量研究基于多模态原理对换能器的前辐射头附加阻抗匹配层来拓宽其频带宽度。该方法通过改变换能器自身参数实现带宽扩展，但其仅仅适用于换能器的硬件设计阶段。针对已有的换能器设备，相较于机械品质因数，其电品质因数更容易改变，因此本发明拟通过阻抗匹配，调节换能器的品质因数实现对换能器带宽的扩展。
4.现有针对换能器阻抗匹配相关研究主要集中于如何实现对电抗的消除，从而提升电声换能器在工作带宽内的有功输出能力。目前针对换能器的阻抗匹配主要有静态阻抗匹配与动态阻抗匹配方法，但是这两种方法都存在无法实现在换能器整个工作频带上进行较好的阻抗匹配问题。
5.有研究提出了有源的阻抗匹配方法，有源阻抗匹配相对传统的无源阻抗匹配具有很明显的优点，能够有效解决无源阻抗匹配的问题。然而，现有有源阻抗匹配基于电力系统中无功补偿的思想，主要是在换能器的带宽范围内提高系统的有功输出，即将换能器直接等效为一个电阻与电感构成的负载，通过瞬时无功理论对感性负载产生的无功进行补偿，即全部抵消无功功率，从而实现换能器的最大有功输出。然而，从换能器的实际应用角度来看，该方法虽然最大程度上补偿了感性负载的无功功率，但是并未有效改善带宽，使得换能器在实际应用中的性能受到限制。


技术实现要素：

6.本发明针对现有有源的阻抗匹配方法并未有效改善带宽使得换能器在实际应用
中的性能受到限制的问题，提供一种电声换能器带宽拓展装置与方法。
7.为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种具有有源阻抗匹配电路的电声换能器带宽拓展方法，所述有源阻抗匹配电路包括连接在电声换能器驱动端的单相全桥逆变器；所述单相全桥逆变器其中一个桥臂的两个开关管具有第一公共连接端，另一桥臂的两个开关管具有第二公共连接端；所述单相全桥逆变器两个输入端分别与直流供电模块的两个输出端对应电连接；所述第一公共连接端与第一电感第一端电连接，第二公共连接端、第一电容第一端、电声换能器一个驱动端相互电连接；所述第一电感第二端、第一电容第二端、功率放大器一个输出端电连接于第一电连接点，所述功率放大器另一个输出端、电声换能器另一个驱动端相互电连接；
8.所述电声换能器的等效模型由电端结构、机械端结构、声端结构依次耦合而成；所述电端结构包括相互串联在电声换能器两个输入端之间的静态等效电阻、涡流等效结构；
9.所述电声换能器带宽拓展方法包括：
10.当电声换能器工作频率为f时，令输出电流参考值在s域的表达式i
ac_ref
(s)为其中，s表示s域函数的变量；vm(s)为测量得到的第一电容第二端电压、第一电容第一端电压之间的差值在s域的表达式，xf(s)为xf在s域的表达式，xf为当电声换能器工作频率为f时所述涡流等效结构的阻抗的虚部；
11.将i
ac_ref
(s)经过比例控制器，得到前馈电压参考值v
ac_f
(s)；i
ac_ref
(s)减去i
ac
(s)得到电流误差信号δi
ac
，电流误差信号δi
ac
经过pr控制器后得到的结果与前馈电压参考值v
ac_f
(s)相加，对相加的结果进行pwm调制，得到单相全桥逆变器(30)开关管的占空比信号；
12.其中，i
ac
(s)为功率放大器输出电流测量值在s域的表达式，mf为与频率f对应的曲面的各个点中声功率最大的点所对应的匹配度；
13.所述曲面为oxyz坐标系中p
ar,f,m
'与电声换能器的工作频率、匹配度m之间关系的曲面；
14.其中，在构建的oxyz坐标系中，o为坐标原点，x轴表示频率，y轴表示匹配度m，z轴表示声功率，p
ar,f,m
'表示电声换能器的工作频率为f、且匹配度为m时调整后模型对应的声功率，m的取值范围为[0,1]，f的取值范围为[f
l
,fh]，f
l
、fh分别是电声换能器的最小工作频率、最大工作频率；
[0015]
所述调整后模型为对所述电声换能器的等效模型进行调整得到的模型；对所述电声换能器的等效模型进行的调整具体为：将所述电端结构的电抗在对应电声换能器工作频率f的电抗值xf修改为(1-m)xf。
[0016]
本发明中，令输出电流参考值在s域的表达式i
ac_ref
(s)为其中，mf是根据曲面得到的取值范围在[0,1]的匹配度值。本方案中，令匹配度m的值在[0,1]的范围内变化，且令f的值在取值范围[f
l
,fh]内变化，根据调整后模型得到与不同的m值、不同的f值对应的声功率的值，将与每个频率f对应的曲面的各个
点中声功率最大的点作为与相应频率f对应的匹配度mf。即，本技术中，增加各个频率点对应的声功率值，从而使得具有有源阻抗匹配电路的电声换能器的响应曲线中，在小于声功率最大响应3db时的两个频率点的频率差值增大(即两个频率点中的较小频率点的频率值小于原有曲线中相应的较小频率点的频率值，而两个频率点的较大频率点的频率值大于原有曲线中相应的较大频率点的频率值)，从而增加了换能器的带宽。
[0017]
本发明中，有源阻抗匹配电路仅对涡流等效结构电抗部分进行补偿，即只对无功功率进行补偿，使得本发明在无需向换能器所在系统注入有功功率的前提下，还可以保证最大声功率值保持不变。
[0018]
本发明中，通过将目标匹配的值与实测得到的值相减，从而计算得到调制度反馈量，从而可以实现闭环控制，使得控制精度更高。本发明的带宽拓宽方法可以对换能器的涡流等效电感的电感值进行追踪，从而根据相应工作频率下的涡流等效电感的电感值计算输出电流参考值，从而可以避免仅在单一频率下进行处理，适用于整个工作频率范围。
[0019]
上述技术方案中：所述涡流等效结构为涡流等效电感、涡流等效电阻串联构成的串联结构，xf＝ωl
es,f
；或者
[0020]
所述涡流等效结构为涡流等效电感、涡流等效电阻并联构成的并联结构，xf＝im(z
es,f
)；
[0021]
其中，im(z
es,f
)表示z
es,f
的虚部，z
es,f
表示电声换能器的工作频率为f时涡流等效结构的阻抗，r
es,f
、l
es,f
分别对应为电声换能器的工作频率为f时涡流等效电感的电感值、涡流等效电阻的电阻值，j表示虚数单位，ω＝2πf。
[0022]
上述技术方案中：
[0023][0024]
其中，z
am
'＝z
am
，z
af
'＝z
af
；
[0025]
其中，z
ae
'表示电声换能器的工作频率为f、且匹配度为m时调整后模型的电端结构的阻抗折算到声端结构后的等效阻抗，z
am
'、z
af
'分别表示调整后模型的机械端结构的阻抗折算到声端结构后的等效阻抗、调整后模型的声端结构的阻抗，z
am
、z
af
分别表示电声换能器等效模型的机械端结构的阻抗折算到声端结构后的等效阻抗、电声换能器等效模型的声端结构的阻抗，sd表示电声换能器的等效辐射面积，bl表示电声换能器的机电耦合因子，表示功率放大器输出电压，表示的模值。
[0026]
本发明中，通过将调整后模型的电端结构、机械端结构折算到声端，从而便于对声功率进行计算。
[0027]
上述技术方案中：
[0028]
当所述涡流等效结构为涡流等效电感、涡流等效电阻串联构成的串联结构时：
[0029]
或者
[0030]
当所述涡流等效结构为涡流等效电感、涡流等效电阻并联构成的并联结构时：
[0031][0032]
re表示静态等效电阻的阻值。
[0033]
上述技术方案中，所述机械端结构包括相互串联的动态电阻、动态电感、动态电容；
[0034][0035]
其中，r
am
、l
am
、c
am
分别对应表示动态电阻的电阻值、动态电感的电感值、动态电容的电容值折算到声端后的值，rm、lm、cm分别对应表示动态电阻的电阻值、动态电感的电感值、动态电容的电容值。
[0036]
上述技术方案中，电声换能器的工作频率为f时，pr控制器在s域的传递函数g
pr,f
(s)为：
[0037][0038]
其中，k
p,f
、k
r,f
分别为pr控制器的比例系数、谐振系数，ωc为pr控制器的截止角频率。
[0039]
上述技术方案中，在取值范围[0,1]内调整m的值、在取值范围[f
l
,fh]内调整f的值，并计算对应的p
ar,f,m
'的值，从而得到所述曲面。
[0040]
本发明还提供一种电声换能器带宽拓展装置，包括处理器，所述处理器被配置为用于执行上述电声换能器带宽拓展方法。
[0041]
与现有技术相比，本发明具有如下优点：本发明结合有源阻抗匹配理论与换能器带宽拓展原理，在保证换能器最大声功率不变的情况下，通过对电端涡流等效电感进行部分或全部匹配(由具体匹配度值确定)，在尽可能增大换能器带宽的前提下，还可以通过对产生无功功率的涡流等效结构电抗部分进行补偿，尽可能增加功率放大器有功输出。根据本技术，可以在保证声功率输出的前提下，进一步拓展电声换能器的带宽，也避免带宽扩展时换能器的最大声功率降低的问题。
附图说明
[0042]
图1是本发明实施例1所针对的、现有技术中一种电声换能器等效模型；
[0043]
图2是针对图1的模型得到的调整后模型的示意图；
[0044]
图3是将图2的调整后模型的电端结构、机械端结构折算到声端结构后得到的模型；
[0045]
图4是本发明实施例1中有源阻抗匹配电路与图1所示电声换能器等效模型的连接示意图；
[0046]
图5是本发明实施例1针对的现有扬声器等效模型中声端结构示意图；
[0047]
图6是本发明实施例1、2的电声换能器带宽拓展装置的控制框图；
[0048]
图7是本发明实施例2所针对的、现有技术中另一种电声换能器的等效模型；
[0049]
图8是针对图7的模型得到的调整后模型的示意图；
[0050]
图9是将图8的调整后模型的电端结构、机械端结构折算到声端结构后得到的模型；
[0051]
图10是本发明实施例2中有源阻抗匹配电路与图7所示电声换能器等效模型的连接示意图；
[0052]
图11是本发明实施例的电声换能器带宽拓展方法的步骤示意图；
[0053]
图12是电声换能器带宽在工作频率-声功率曲线中的示意；
[0054]
图13是本发明实施例1中现有电声换能器等效模型对应的声功率与频率关系示意图；
[0055]
图14是本发明实施例1中匹配度参数与声功率、带宽之间的关系及最优匹配曲线示意图；
[0056]
图15是本发明实施例1得到的最优阻抗匹配曲线；
[0057]
图16-1、图16-2、图16-3是本发明实施例1的电声换能器工作频率范围为150hz～250hz、250hz～350hz、350hz～450hz时的仿真实验结果。
具体实施方式
[0058]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图通过特定的实施例说明本发明的实施方式，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0059]
实施例1
[0060]
如图4所示，本发明提供一种具有有源阻抗匹配电路的电声换能器带宽拓展方法，所述有源阻抗匹配电路包括连接在电声换能器10驱动端的单相全桥逆变器30；所述单相全桥逆变器30其中一个桥臂的两个开关管具有第一公共连接端a，另一桥臂的两个开关管具有第二公共连接端b；所述单相全桥逆变器30两个输入端分别与直流供电模块4的两个输出端对应电连接；所述第一公共连接端a与第一电感2第一端电连接，第二公共连接端b、第一电容1第一端、电声换能器10一个驱动端相互电连接；所述第一电感2第二端、第一电容1第二端、功率放大器一个输出端电连接于第一电连接点p1，所述功率放大器另一个输出端、电声换能器10另一个驱动端相互电连接。
[0061]
所述电声换能器的等效模型由电端结构、机械端结构、声端结构依次耦合而成；所述电端结构包括相互串联在电声换能器两个输入端之间的静态等效电阻、涡流等效结构。
[0062]
电声换能器的等效模型及其具体结构、具体结构参数的辨识(包括涡流等效电阻、涡流等效电感与频率之间的关系式)，为本领域已有技术。
[0063]
如图6、图11所示，所述电声换能器带宽拓展方法包括：构建闭环控制系统，在闭环控制系统中，当电声换能器工作频率为f时，令输出电流参考值在s域的表达式i
ac_ref
(s)为其中，s表示s域函数的变量；vm(s)为测量得到的第一电容1第二端电压、第一电容1第一端电压之间的差值在s域的表达式，xf(s)为xf在s域的表达式，xf为当电声换能器工作频率为f时所述涡流等效结构的阻抗的虚部。
[0064]
将i
ac_ref
(s)经过比例控制器，得到前馈电压参考值v
ac_f
(s)；i
ac_ref
(s)减去i
ac
(s)得到电流误差信号δi
ac
，电流误差信号δi
ac
经过pr控制器后得到的结果与前馈电压参考值v
ac_f
(s)相加，对相加的结果进行pwm调制，得到单相全桥逆变器30开关管的占空比信号。
[0065]
比例系数k
pwm
是单相全桥逆变器30的逆变桥输出电压信号与pwm模块输入信号的比值，即增益。电声换能器的工作频率，即为功率放大器输出电压信号的频率。
[0066]iac
(s)为功率放大器输出电流测量值在s域的表达式。mf为与频率f对应的曲面的各个点中声功率最大的点所对应的匹配度；
[0067]
所述曲面为oxyz坐标系中p
ar,f,m
'与电声换能器的工作频率、匹配度m之间关系的曲面。在取值范围[0,1]内调整m的值、在取值范围[f
l
,fh]内调整f的值，并计算对应的p
ar,f,m
'的值，从而得到所述曲面。
[0068]
其中，在构建的oxyz坐标系中，o为坐标原点，x轴表示频率，y轴表示匹配度m，z轴表示声功率，p
ar,f,m
'表示电声换能器的工作频率为f、且匹配度为m时调整后模型对应的声功率，m的取值范围为[0,1]，f的取值范围为[f
l
,fh]，f
l
、fh分别是电声换能器的最小工作频率、最大工作频率。即，当f为某个频率值时，令m在[0,1]的范围内取值，可以得到多个p
ar,f,m
'值，其中最大的p
ar,f,m
'值对应的m值即为该频率值对应的mf的值。
[0069]
所述调整后模型为对所述电声换能器的等效模型进行调整得到的模型；对所述电声换能器的等效模型进行的调整具体为：将所述电端结构的电抗在对应电声换能器工作频率f的电抗值xf修改为(1-m)xf。
[0070]
所述涡流等效结构为涡流等效电感、涡流等效电阻并联构成的并联结构，xf＝im(z
es,f
)；其中，im(z
es,f
)表示z
es,f
的虚部，z
es,f
表示电声换能器的工作频率为f时涡流等效结构的阻抗，r
es,f
、l
es,f
分别对应为电声换能器的工作频率为f时涡流等效电感的电感值、涡流等效电阻的电阻值，j表示虚数单位，ω＝2πf。
[0071][0072]
其中，z
am
'＝z
am
，z
af
'＝z
af
。
[0073]zae
'表示电声换能器的工作频率为f、且匹配度为m时调整后模型的电端结构的阻抗折算到声端结构后的等效阻抗，z
am
'、z
af
'分别表示调整后模型的机械端结构的阻抗折算到声端结构后的等效阻抗、调整后模型的声端结构的阻抗，z
am
、z
af
分别表示电声换能器等效模型的机械端结构的阻抗折算到声端结构后的等效阻抗、电声换能器等效模型的声端结构的阻抗，sd表示电声换能器的等效辐射面积，bl表示电声换能器的机电耦合因子，表示功率放大器输出电压，表示的模值。
[0074]
当所述涡流等效结构为涡流等效电感、涡流等效电阻并联构成的并联结构时，电声换能器等效模型的电端结构的阻抗折算到声端结构后的等效阻抗z
ae
、调整后模型的电端结构的阻抗z
ae
'折算到声端结构后的等效阻抗根据下式计算：
[0075][0076][0077]
re表示静态等效电阻的阻值。
[0078]
所述机械端结构包括相互串联的动态电阻、动态电感、动态电容；
[0079][0080]
其中，r
am
、l
am
、c
am
分别对应表示动态电阻的电阻值、动态电感的电感值、动态电容的电容值折算到声端后的值，rm、lm、cm分别对应表示动态电阻的电阻值、动态电感的电感值、动态电容的电容值。
[0081]
电声换能器的工作频率为f时，pr控制器在s域的传递函数g
pr,f
(s)为：
[0082][0083]
其中，k
p,f
、k
r,f
分别为pr控制器的比例系数、谐振系数，ωc为pr控制器的截止角频率。
[0084]
本发明还提供一种电声换能器带宽拓展装置，其特征在于，包括处理器，所述处理器被配置为用于执行所述的电声换能器带宽拓展方法。
[0085]
以下对本实施例1方案进行详细描述。
[0086]
在实际中换能器并不能简单的等效，其存在“电”、“机械”与“声”之间的能量转换过程。因此本技术在阻抗匹配过程中，首先对电声换能器其进行精细化的建模分析，研究其阻抗与声功率、带宽之间的机理，进而根据阻抗参数分别与换能器声功率、带宽之间的关系，建立最优带宽求解模型，根据模型求解最优阻抗匹配值，从而实现带宽与声功率最优化。
[0087]
本发明从换能器本质出发，研究换能器有源匹配带宽拓展的可行性方法，为换能器在实际应用中的带宽扩展提供合理且有效的解决途径。本发明结合有源阻抗匹配理论与压电型换能器匹配层带宽拓展原理，通过匹配换能器电端结构等效阻抗，从而改变品质因数，进而拓展换能器带宽。为了避免带宽扩展的同时使得换能器的声功率降低，本发明建立了在保证声功率前提下，最优带宽的动态匹配模型。最后通过实验仿真，验证了所提基于有源匹配带宽扩展方法的有效性。
[0088]
所述涡流等效电感的电感值与工作频率值的关系式中的系数、所述涡流等效电阻的电阻值与工作频率值的关系式中的系数、电声换能器等效模型各个元件的参数值根据辨识得到。
[0089]
1.带宽与声功率的关系
[0090]
为了更好地研究如何实现在保证声功率的前提下，提升换能器带宽，首先需要对带宽与声功率之间的关系进行精细刻画。因此本发明基于电声换能器的基础模型，对其进行了细致的分析，建立了完整的等效模型。基于等效模型，进一步得到了声功率的计算方法。
[0091]
1.1换能器建模
[0092]
如图1所示为现有电声换能器的一种等效模型，由电端结构、机械端结构以及声端结构耦合而成。
[0093]
电声换能器等效模型由电端结构、机械端结构以及声端结构三部分电路构成。
[0094]
电端结构包括静态等效电阻(电阻值为re)、涡流等效电阻(电阻值为r
es,f
，电阻值与换能器工作频率相关)与涡流等效电感(电感值为l
es,f
，电感值与换能器工作频率相关)。
[0095]
机械端结构包括动态电感(电感值为lm)、动态电容(电容值为cm)与动态电阻(电阻值为rm)。
[0096]
声端结构则由声端结构阻抗构成。n1为电端结构与机械端结构的耦合系数，n2为机械端结构与声端结构的耦合系数，其计算公式如下：
[0097][0098]
由图4可见，调整后模型中折算到声端结构后的高频等效模型由静态电路、动态电路与声端结构电路构成。其中静态电路包括静态等效电阻(电阻值为r
ae
)、高频涡流等效电容(电容值为c
aes
)与高频涡流等效电阻(电阻值为r
aes
)。动态电路包括折算后动态电阻(电阻值为r
am
)、折算后动态电感(电感值为l
am
)与折算后动态电容(电容值为c
am
)。r
ae
、r
am
、l
am
、c
am
分别对应表示静态等效电阻、动态电阻、动态电感、动态电容的参数值折算到声端结构后的值。sd表示电声换能器的等效辐射面积，bl表示电声换能器的机电耦合因子。r
ae
表示静态等效电阻的值折算到声端结构后的值，ω＝2πf，j表示虚数单位。
[0099]
在图1的模型中，原有涡流等效电阻、涡流等效电感并联的结构可等效为电阻和电感串联的结构(电阻的阻抗值为re(z
es,f
)，电感的电抗值为im(z
es,f
))，即原始的电声换能器的等效模型的电抗在对应电声换能器工作频率为f时的电抗值为xf＝im(z
es,f
)。因此，在图2的调整后模型，将调整后模型中电端结构的电抗xf修改为(1-m)xf＝(1-m)im(z
es,f
)。
[0100]
各参数求解公式如式(2)-(7)所示：
[0101][0102][0103][0104][0105]
[0106][0107]
如图12所示，对于换能器的响应曲线，小于最大响应3db时两个频率点的宽度，即两者的频率差值，被定义为带宽。即
[0108]
bw＝f
b-faꢀꢀ
(8)
[0109]
式中，fa、fb分别表示换能器处在半功率(即最大声功率的一半)时所对应的频率。
[0110]
ωs为电声换能器的谐振角频率：
[0111][0112]
电声换能器的总品质因数由电品质因数(或称电气品质因数)与机械品质因数组成：
[0113][0114][0115][0116][0117]
其中，qe为电品质因数，qm为机械品质因数。
[0118]
1.2声功率计算模型
[0119]
电声换能器辐射在前向无限障板上的功率作为其声功率大小。因此，根据定义可得声功率计算公式：
[0120][0121]
式中，i
d’为调整后模型的声速，z
af’为调整后模型的声阻抗。
[0122]
根据等效模型可以得到声速与声阻抗的求解表达式如下所示：首先分别计算得到整个电路等效模型各部分的阻抗，进而通过基尔霍夫电流定理得到ud的取值。
[0123][0124]
[0125][0126]
其中，z
ae
'、z
am
'分别为调整后模型的电端结构、机械端结构的阻抗折算到声端结构后的等效阻抗。
[0127]
2.换能器有源匹配网络
[0128]
相较于机械阻抗与换能器自身物理结构密不可分，难以改变，其电端结构阻抗则可以通过外加电路进行改变。目前主要阻抗匹配方法包括静态阻抗匹配与动态阻抗匹配方法，即在电端结构串联定值电容或电感、动态投切电容组等方法来抵消电抗所产生的影响。大量换能器阻抗匹配研究均以此为出发点实现对换能器输出效率最大化，然而对于电声换能器而言，除最大化输出效率，更重要的是拓展其工作带宽。由于电端结构涡流等效电感具有频率相关性，其大小随频率变化，上述两种方法均无法实现实时动态调节匹配量的大小。为此，本发明实施例1提出基于逆变器的有源匹配网络，如图4所示。
[0129]
图4所示有源匹配电路包括交流侧滤波电容cs与滤波电感ls，直流侧电容c
dc
与直流侧电源v
dc
以及单相全桥逆变器。v为功率放大器的输出电压，其一个输出端与电声换能器的一个驱动端直接进行电连接，另一个输出端与滤波电容的一端电连接。滤波电容的另一端与电声换能器的另一驱动端相连。逆变器的直流侧电源的两输出端分别连接在单相全桥逆变器的对应输入端，直流侧电容并联于直流侧电源。单相全桥逆变器的两个输出端a、b分别基于滤波电感的一端与滤波电容的另一端，滤波电感的另一端则与滤波电容一端相连。
[0130]
3.带宽扩展方法
[0131]
为了利用所提有源匹配方法对电声换能器带宽进行拓展，由于电端结构阻抗具有频率相关性，首先需要计算在不同频率下的阻抗匹配大小，使得各个工作频率对应的声功率最大，从而在频率轴上拉伸响应曲线，从而显著提高带宽。此外，为实现对阻抗的实时匹配，需要设计具有快速准确响应能力的控制系统。为此，本发明首先提出了最优的阻抗匹配方法，用于平衡换能器与带宽之间的关系，实现最优匹配。
[0132]
3.1最优阻抗匹配方法
[0133]
本发明以各个工作频率点的声功率最大为目标，从而使得相同频率点对应的声功率高于原有对应频率点的声功率，由于最大声功率不变，从而拓宽电声换能器的带宽。
[0134]
3.2pr闭环制器设计
[0135]
首先给出pr控制器的传递函数为
[0136][0137]
其中，k
p
为比例系数；kr为谐振系数，ω0为谐振角频率。在谐振频率ω0处，pr控制器的增益为无穷大，从而可以实现对频率为谐振频率的正弦信号无静差跟踪。
[0138]
然而，上式为理想的pr控制器,它含有正弦给定信号的内模可以实现对输出信号无静差地跟踪，但是理想的pr控制器的带宽非常小，只对单一频率的正弦信号有作用，有研究指出在实际运用中，受到模拟器件、数字控制器精度的限制，很难得到准确的谐振频率，严重限制了理想pr控制器抑制逆变器输出稳态误差的效果。因此对理想pr控制器进行了改进,在理想pr控制器的基础上加入了阻尼项，其传递函数如下式所示：
[0139][0140]
为了使得控制器在换能器处在不同工作频率时均能有效控制，本发明中此处谐振频率ω
0,i
将随着工作频率fi动态变化，ω
0,i
＝2πf。
[0141]
可采用根据工作频率变化的变参数pr闭环方法，从而使有源匹配网络能够实时准确地对换能器进行匹配。本发明通过全桥逆变器以实现对目标响应的精确输出，实现快速无误差对所需匹配阻抗值的输出。
[0142]
本领域技术人员可以根据经验得到各个频率对应的pr控制的比例系数、谐振系数。即预先设定各个频率对应的比例系数、谐振系数，当换能器工作频率改变时，不仅调整相应的匹配度mf的值，也可将pr控制器的各个系数调整为与改变后工作频率对应的系数值。本领域技术人员可以理解，当工作频率变化较小时，pr控制器的系数也可保持不变。即，可令一组pr控制器的系数(比例系数、谐振系数)与一定的频率范围对应。当工作频率由某一频率范围变化到另一个频率范围时，再调整pr控制器的系数。k
p,f
、k
r,f
、ωc的取值也可通过使得各个参数的取值满足第一条件得到。第一条件为：稳态误差σ不大于预设误差阈值；其中：为输出电流参考值，为功率放大器输出电流测量值，ls为第一电感的电感值。
[0143]
图6所示为本发明所提有源匹配网络框图，得到参考电压信号后，匹配网络通过逆变器环节得到控制电压。控制电压通过滤波电感后，在滤波电容两端产生匹配电压信号vm(s)，该信号作用在滤波电容上产生匹配电流i
ac_ref
(s)。匹配电流与滤波电感电流共同构成负载电流i
ac
(s)。有源匹配网络与本发明所提自适应pr控制器共同构成闭环控制系统，从而实现对电声换能器带宽的拓展。
[0144]
图6中参考电流信号i
ac_ref
(s)由本文所提最优阻抗匹配方法得到工作频率时的最优匹配电抗(即mf×
im(z
es,f
))，然后与有源匹配网络的匹配电压进行运算得到。
[0145]
在实施例1中，
[0146]
参考电流信号与电声换能器的工作电流i
ac
(s)进行比较得到误差电流信号，将其作为pr控制器的输入得到误差控制电压v
ac_ref
(s)，为了提高闭环控制系统的响应速度，将参考电流信号经过比例控制器进行前馈得到前馈信号v
ac_f
(s)，前馈信号与误差控制信号共同作用得到有源匹配网络的参考信号v
ref
(s)。
[0147]
3.3换能器带宽拓展方法
[0148]
根据本发明所提最优阻抗计算方法与pr控制系统，提出了一种换能器带宽拓展方法，如图11所示。首先，利用实际换能器的相关参数对换能器等效模型的建立，并对其进行电路简化，得到折算到声端结构的电声换能器等效模型；其次，根据声端结构等效模型建立带宽与声功率的模型，计算出最大声功率，然后根据各个频率下声功率最大的点对应的匹配度m的值，建立最优阻抗匹配模型，进而求解出最优阻抗匹配曲线，得到最大带宽时换能器在各工作频率点所对应的阻抗匹配大小；当设定电声换能器的工作频率后，控制系统将根据工作频率确定匹配阻抗大小，与电声换能器的实际输出信号进行比较得到其误差信号；最后，结合本发明所提自适应pr闭环控制系统，利用误差信号产生控制信号，进而有源
匹配网络根据控制信号产生对应的匹配信号，直至结束。
[0149]
4.算例分析
[0150]
为了验证本发明所提电声换能器带宽匹配方法的合理性与有效性，结合实际换能器进行了仿真实验，本发明以扬声器为例，如图5所示为扬声器作为电声换能器时对应的声端结构的等效模型，其声端结构电路包括声端结构电感la、声端结构电感r
a1
、声端结构电感r
a2
与声端结构电容ca。
[0151]
4.1有源匹配参数计算
[0152]
电声换能器的相关参数如表1所示。
[0153]
表1换能器相关参数
[0154][0155]
根据换能器基础参数，可由下式求得换能器等效模型中各参数值，扬声器涡流等效模型如下式：
[0156][0157][0158]
其中，le为静态电感，n为涡流相关系数。
[0159]
图5中，各个参数可采用下式计算：
[0160][0161][0162][0163][0164]
其中，a为换能器声端辐射半径，c为声速，ρ为媒质密度。
[0165]
图13为利用上述电声换能器参数，建立声端结构电路等效模型后，得到的未匹配前电声换能器声功率与频率的关系。由可知电声换能器的带宽为半功率点处的工作频率差值为170hz，p
max
为0.213w。
[0166]
进一步建立最优匹配模型，利用matlab进行优化求解，得到不同匹配度下声功率、
带宽之间的关系如图14所示。由图14可见，随着匹配度的增加，电声换能器的带宽在不断提升，与此同时其最大声功率逐渐降低。表明由于电声换能器的电端结构涡流等效电感存在频率相关性，为了保证在匹配过程中电声换能器的声功率，需要在不同工作频率下改变匹配度。经过优化求解可在曲面中得到最优匹配曲线如图14中红色曲线所示。
[0167]
根据图14中红色最优曲线，得到图15的最优阻抗匹配曲线，由图15可以看出，利用本发明所提最优匹配方法，电声换能器在半功率点处的频带宽度为443hz，相较未匹配前拓宽273hz，为未匹配前的2.6倍，说明了本发明所提方法的有效性。
[0168]
4.2有源匹配网络仿真实验
[0169]
为进一步验证所提方法的控制性能，在simulink中搭建了本发明所提电声换能器带宽扩展模型，分析在不同工作频率下系统的有效性。图16-1、图16-2、图16-3为仿真实验结果，包括匹配网络输出电压在不同频率点切换时的响应情况，以及匹配电抗的计算值与实际响应数值之间的对比。可以看出，匹配网络从零时刻平稳过度到目标值附近后经过小幅振荡便稳定在目标值处，在工作频率发生改变时，匹配网络能够快速响应仅在一个半周期便重新达到稳定。此外，分析匹配电抗实际曲线与计算曲线可知，在调节过程中计算电抗与经过匹配网络的实际匹配电抗之间的误差非常小，说明所提匹配网络具有较好的控制性能，可以实现实时准确的阻抗匹配。
[0170]
工作带宽作为电声换能器的重要参数指标，拓宽电声换能器的带宽能够使其能够携带更多的信息，具有更好的探测能力。因此，提升电声换能器工作带宽的研究极为重要。
[0171]
本发明从换能器基础理论出发，首先对换能器的结构进行全面分析并建立完整等效模型；然后根据等效模型分析影响电声换能器声功率以及带宽的决定性因素；其次，对分析所得电声换能器带宽扩展机理研究，构建在保证声功率前提下最大化电声换能器带宽的优化模型；通过有源逆变电路搭建阻抗匹配电路，结合优化模型所得匹配方案，实现对电声换能器带宽的有效拓展；最后，结合仿真实验验证了所提带宽拓展方法的有效性。
[0172]
实施例2
[0173]
如图7所示为本发明实施例2所针对的、现有技术中另一种电声换能器的等效模型。图7所示模型与图1所示模型的差别在于，涡流等效结构为涡流等效电感、涡流等效电阻构成的串联结构。
[0174]
本实施例2中，所述涡流等效结构为涡流等效电感、涡流等效电阻串联构成的串联结构，xf＝ωl
es,f
。电声换能器等效模型的电端结构的阻抗折算到声端结构后的等效阻抗z
ae
、调整后模型的电端结构的阻抗z
ae
'折算到声端结构后的等效阻抗根据下式计算：
[0175][0176][0177]
在实施例2中，
[0178]
图8是针对图7的模型得到的调整后模型的示意图。图9是将图8的调整后模型的电端结构、机械端结构折算到声端结构后得到的模型。图10是本发明实施例2中有源阻抗匹配
电路与图7所示电声换能器等效模型的连接示意图。本实施例2中的控制框图与实施例1相同，也为图6。本实施例2的方法步骤也采用图11所示的方法步骤。
[0179]
采用下式计算：
[0180][0181][0182]rae
、r
am
、l
am
、c
am
的计算式与实施例1相同。
[0183]
需要说明的是，本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。
[0184]
以上对本发明的实施例进行了详细说明，但所述内容仅为本发明的较佳实施例，不能被认为用于限定本发明的实施范围。凡依本发明范围所作的均等变化与改进等，均应仍归属于本专利涵盖范围之内。在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落入本技术所附权利要求所限定的范围。在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

技术特征：
1.一种具有有源阻抗匹配电路的电声换能器带宽拓展方法，所述有源阻抗匹配电路包括连接在电声换能器(10)驱动端的单相全桥逆变器(30)；所述单相全桥逆变器(30)其中一个桥臂的两个开关管具有第一公共连接端(a)，另一桥臂的两个开关管具有第二公共连接端(b)；所述单相全桥逆变器(30)两个输入端分别与直流供电模块(4)的两个输出端对应电连接；所述第一公共连接端(a)与第一电感(2)第一端电连接，第二公共连接端(b)、第一电容(1)第一端、电声换能器(10)一个驱动端相互电连接；所述第一电感(2)第二端、第一电容(1)第二端、功率放大器一个输出端电连接于第一电连接点(p1)，所述功率放大器另一个输出端、电声换能器(10)另一个驱动端相互电连接；所述电声换能器的等效模型由电端结构、机械端结构、声端结构依次耦合而成；所述电端结构包括相互串联在电声换能器两个输入端之间的静态等效电阻、涡流等效结构；其特征在于：所述电声换能器带宽拓展方法包括：当电声换能器工作频率为f时，令输出电流参考值在s域的表达式i
ac_ref
(s)为其中，s表示s域函数的变量；v
m
(s)为测量得到的第一电容(1)第二端电压、第一电容(1)第一端电压之间的差值在s域的表达式，x
f
(s)为x
f
在s域的表达式，x
f
为当电声换能器工作频率为f时所述涡流等效结构的阻抗的虚部；将i
ac_ref
(s)经过比例控制器，得到前馈电压参考值v
ac_f
(s)；i
ac_ref
(s)减去i
ac
(s)得到电流误差信号δi
ac
，电流误差信号δi
ac
经过pr控制器后得到的结果与前馈电压参考值v
ac_f
(s)相加，对相加的结果进行pwm调制，得到单相全桥逆变器(30)开关管的占空比信号；其中，i
ac
(s)为功率放大器输出电流测量值在s域的表达式；m
f
为与频率f对应的曲面的各个点中声功率最大的点所对应的匹配度；所述曲面为oxyz坐标系中p
ar,f,m
'与电声换能器的工作频率、匹配度m之间关系的曲面；在构建的oxyz坐标系中，o为坐标原点，x轴表示频率，y轴表示匹配度m，z轴表示声功率，p
ar,f,m
'表示电声换能器的工作频率为f、且匹配度为m时调整后模型对应的声功率，m的取值范围为[0,1]，f的取值范围为[f
l
,f
h
]，f
l
、f
h
分别是电声换能器的最小工作频率、最大工作频率；所述调整后模型为对所述电声换能器的等效模型进行调整得到的模型；对所述电声换能器的等效模型进行的调整具体为：将所述电端结构的电抗在对应电声换能器工作频率f的电抗值x
f
修改为(1-m)x
f
。2.根据权利要求1所述的电声换能器带宽拓展方法，其特征在于：所述涡流等效结构为涡流等效电感、涡流等效电阻串联构成的串联结构，x
f
＝ωl
es,f
；或者所述涡流等效结构为涡流等效电感、涡流等效电阻并联构成的并联结构，x
f
＝im(z
es,f
)；其中，im(z
es,f
)表示z
es,f
的虚部，z
es,f
表示电声换能器的工作频率为f时涡流等效结构的阻抗，r
es,f
、l
es,f
分别对应为电声换能器的工作频率为f时涡流等效电感的电感值、涡流等效电阻的电阻值，j表示虚数单位，ω＝2πf。
3.根据权利要求1所述的电声换能器带宽拓展方法，其特征在于：其中，z
am
'＝z
am
，z
af
'＝z
af
；其中，z
ae
'表示电声换能器的工作频率为f、且匹配度为m时调整后模型的电端结构的阻抗折算到声端结构后的等效阻抗，re(z
af
')表示z
af
'的实部，z
am
'、z
af
'分别表示调整后模型的机械端结构的阻抗折算到声端结构后的等效阻抗、调整后模型的声端结构的阻抗，z
am
、z
af
分别表示电声换能器等效模型的机械端结构的阻抗折算到声端结构后的等效阻抗、电声换能器等效模型的声端结构的阻抗，s
d
表示电声换能器的等效辐射面积，bl表示电声换能器的机电耦合因子，表示功率放大器输出电压，表示的模值。4.根据权利要求3所述的电声换能器带宽拓展方法，其特征在于：当所述涡流等效结构为涡流等效电感、涡流等效电阻串联构成的串联结构时：或者当所述涡流等效结构为涡流等效电感、涡流等效电阻并联构成的并联结构时：r
e
表示静态等效电阻的阻值，re(z
es,f
)表示z
es,f
的实部。5.根据权利要求1所述的电声换能器带宽拓展方法，其特征在于：所述机械端结构包括相互串联的动态电阻、动态电感、动态电容；其中，r
am
、l
am
、c
am
分别对应表示动态电阻的电阻值、动态电感的电感值、动态电容的电容值折算到声端后的值，r
m
、l
m
、c
m
分别对应表示动态电阻的电阻值、动态电感的电感值、动态电容的电容值。6.根据权利要求1-5中任一项所述的电声换能器带宽拓展方法，其特征在于：电声换能器的工作频率为f时，pr控制器在s域的传递函数g
pr,f
(s)为：其中，k
p,f
、k
r,f
分别为pr控制器的比例系数、谐振系数，ω
c
为pr控制器的截止角频率。7.根据权利要求1-5中任一项所述的电声换能器带宽拓展方法，其特征在于，在取值范围[0,1]内调整m的值、在取值范围[f
l
,f
h
]内调整f的值，并计算对应的p
ar,f,m
'的值，从而得到所述曲面。8.一种电声换能器带宽拓展装置，其特征在于，包括处理器，所述处理器被配置为用于执行权利要求1-7中任一项所述的电声换能器带宽拓展方法。

技术总结
本发明提供一种具有有源阻抗匹配电路的电声换能器带宽拓展方法与装置。所述电声换能器带宽拓展方法包括：构建闭环控制系统，令输出电流参考值在s域的表达式为I


技术研发人员：杨鑫 张远洪 欧阳晓平
受保护的技术使用者：湖南大学
技术研发日：2023.03.27
技术公布日：2023/7/18